一种飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法

本发明涉及超精密电机驱动控制领域，具体涉及一种飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法。

背景技术：

1、飞跨电容七电平功率放大器可以产生七个可能的电压电平，传统的飞跨电容七电平功率放大器最常用的是载波相移pwm方法，然而在较低的调制度下，该方法输出电压的谐波性能较差，不适用于半导体领域。光刻机中移动工作台的位置误差由功率放大器的非线性误差决定，要求电流畸变小于-100db，这对电机驱动所涉及的飞跨电容功率放大器的输出电流精度和带宽提出了严格的要求。因此，研究宽频带、高电压和大功率的多电平功率放大器控制方式对超精密电机系统的性能具有重要意义。

2、图2为传统的飞跨电容七电平功率放大器，负载侧实现了七电平的输出，采用多电平合成的方式减小了负载侧电压(电流)的失真，同时也减小了器件的电压应力，但由于器件工作在硬开关的条件下，因此系统效率受到了限制。在要求极高定位精度的场合，需要提供高动态和高精度的响应电流，传统的载波相移调制策略的输出电流纹波和损耗仍然较大，无法满足应用要求。

技术实现思路

1、本发明是为了解决传统的飞跨电容七电平功率放大器在要求极高定位精度的场合，传统的载波相移调制策略的输出电流纹波和损耗较大，无法满足应用要求的问题，提供了一种飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法。

2、本发明采用的技术方案是：

3、一种飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法，该方法还适用于拓扑重构模块化多电平功率放大器，只需要根据电平的数量调整控制方法即可，本发明以一种飞跨电容七电平软开关功率放大器(图2)作为拓扑结构描述本方法，该方法包括下述步骤：

4、步骤一：施加直流电压源vdc，获得梯形滤波电流形状，阶段梯度包括α、γ和β；

5、步骤二：单个周期的平均电流iset与放大k倍的输出电流iout做比较后再放大ce倍后得到单个周期的平均电流设定值iset*，将单个周期的平均电流设定值iset*送入滤波电流生成计算模型；

6、步骤三：经滤波电流生成计算模型计算后得到计算的时间t[k]和滤波电流ilf[k]，通过计算的时间t[k]和滤波电流ilf[k]生成周期变化的pwm控制信号；

7、步骤四：将pwm控制信号输入所述飞跨电容七电平软开关功率放大器，得到输出电压vout和输出电流iout；

8、步骤五：输出电流iout放大k倍后得到输出电流设定值iout*，返回步骤二。

9、优选的，所述步骤二中的滤波电流生成计算模型的具体获得方法如下：

10、步骤二一：根据直流电压源vdc和所述步骤四得到的输出电压vout选择2，1，0，-1，-2中最优化中间电平vsn，同时获得直流电压源m[k]；

11、步骤二二：根据最优化中间电平vsn、直流电压源vdc和所述输出电压vout进行梯形滤波电流斜率计算后得到阶段梯度α[k]、γ[k]、β[k]；1≤k≤n，n为整数；

12、步骤二三：依据步骤二一中记载的直流电压源m[k]和步骤二二中记载的阶段梯度α[k]、γ[k]、β[k]选择生成梯形波的计算方式；

13、步骤二四：在确立梯形滤波电流的上下边界约束条件下和电容电压循环电流均衡法的共同作用下，根据步骤二三中选择的生成梯形波的计算方式获得滤波电流生成计算模型。

14、优选的，所述步骤二二中的梯形滤波电流斜率计算的方程如下：

15、

16、优选的，所述滤波电流生成计算模型包括10个开关模态，具体如下：

17、开关模态1：在t0～t1时间段内，开关管s1…s6导通，s7…s12关断，上方直流电源vdc向负载提供能量，流过电感lf的电流线性增加，斜率为α，此时vsn＝vdc；

18、开关模态2：在t1～t2时间段内，开关管s1…s5导通，s6…s12关断，上方直流电源vdc通过飞跨电容cq1给s7的并联电容器反向充电，直到并联电容器的电容电压变为零；

19、开关模态3：在t2～t3时间段内，开关管s1…s5、s7导通，s6、s8…s12关断，此时由于s7的并联电容器电压变为零，电流通过开关二极管流向电感器lf上，斜率为γ，此时vsn＝2/3vdc；

20、开关模态4：在t3～t4时间段内，开关管s7导通，开关管s1…s6、s8…s12关断，电感器电流ilf给开关s8、s9、s10、s11、s12的并联电容器反向充电，直到并联电容器的电容电压变为零；

21、开关模态5：在t4～t5时间段内，开关管s7…s12导通，开关管s1…s6关断，电感器电流ilf通过开关s7…s12的反向二极管导通，电感电流不断减小，斜率为β，最终电流变为零，此时vsn＝-vdc；

22、开关模态6：在t5～t6时间段内，开关管状态与模态5相同，但此时电感电流反向，-vdc加到电感器lf上，电感电流反向线性增加，斜率为β，此时vsn＝-vdc；

23、开关模态7：在t6～t7时间段内，开关管s7导通，开关管s1…s6、s8…s12关断，vdc通过飞跨电容cq1给s1…s5的并联电容器反向充电，直到并联电容器的电容电压变为零；

24、开关模态8：在t7～t8时间段内，开关管s1…s5、s7导通，开关管s6、s8…s12关断，此时由于s1…s5的并联电容器电压变为零，电流通过开关二极管流回电源，斜率为γ，此时vsn＝2/3vdc；

25、开关模态9：在t8～t9时间段内，开关管s1…s5导通，开关管s6…s12关断，电流给s6的并联电容器反向充电，直到并联电容器的电容电压变为零；

26、开关模态10：在t9～t10时间段内，开关管s1…s6导通，开关管s7…s12关断，电感器电流ilf通过开关s1…s6的反向二极管导通，电感电流不断减小，斜率为α，最终电流变为零，最终回到开关模态1，此时vsn＝vdc。

27、优选的，所述步骤二三中的选择生成梯形波的计算方式的具体选择方法为：

28、步骤231：通过给定飞跨电容的充放电时间t1、t2和单个周期的平均电流iset计算单个周期内梯形电流生成计算模型；

29、步骤232：由于死区时间远远小于各开关模态时间，故计算过程中首先忽略死区时间；

30、步骤233：由于每个周期内飞跨电容的充放电的电荷量是通过计算得到的，但很难在一个正弦周期内保持相等，

31、故为了维持飞跨电容型功率放大器中电容cq1～cq5的电压平衡，使在飞跨电容的充放电电荷在单个周期内保持相等，如式(2)：

32、

33、步骤234：通过式(2)有效保证在每一个周期内使飞跨电容保持在一个稳定值，但由于此时i1，i2，i3，i4都是未知的，故需要额外的条件；

34、步骤235：假定七电平软开关功率放大器输出的是正弦电流和电压，梯形电流经过滤波后等于一个定值，即需要的单个周期的平均电流iset，如式(3)所示，梯形电流的滤波平均值和周期的乘积等与电荷量的变化量；

35、

36、步骤236：根据滤波电流生成计算模型中的各个时间段的α、β和γ，故i1，i2，i3，i4和各时间段的关系式如式(4)和式(5)所示：

37、

38、i2＝i1+γt， i3＝i4-γt2 (5)

39、优选的，所述选择生成梯形波的计算方式的具体选择方法包括四个类型：

40、第一类型：单个周期的平均电流iset<0，vsn-vout>0；

41、第二类型：单个周期的平均电流iset>0，vsn-vout>0；

42、第三类型：单个周期的平均电流iset<0，vsn-vout>0；

43、第四类型：单个周期的平均电流iset>0，vsn-vout<0；

44、根据实际情况，选择上述四个类型为后续仿真做基础。

45、优选的，iset既有正值也有负值，根据实际情况，t1和t2的大小不同；当iset>0时，t1<t2；当iset<0时，t1>t2。

46、优选的，所述滤波电流生成计算模型中的阶段梯度α和β，选择vdc和-vdc作为所需分配电平，对于梯型滤波电流中间阶段部分对应的电平vsn，所选电平取决于输出电压vout的大小。

47、有益效果：本发明的一种飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法，以飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法为例进行说明，飞跨电容七电平软开关功率放大器的拓扑结构是在传统形式上在mos管两端增添了谐振电容；本发明提出一种针对飞跨电容七电平软开关功率放大器的控制方法，该方法为一种基于梯形滤波电流的飞跨电容七电平软开关功率放大器的高精度控制方法，所提出的基于梯形滤波电流的控制方法可使功率器件工作在软开关条件下，减少了开关损耗和电磁干扰，此外，本发明提出的基于梯形滤波电流的三级调制策略相较与传统的两极调制进一步减少了系统的损耗和输出侧的电流失真，能满足在大功率或者超精密定位场合下的需求。

48、本发明解决了传统多电平功率放大器工作在硬开关条件下开关损耗随着开关频率的提升而急剧增加和电磁干扰严重(emi)的缺点。同时减少了滤波电流的峰值和均方根，导致更低的开关损耗、更低的传导损耗，提高了系统的功率密度，同时梯形滤波电流控制方式的谐波含量较低。