专利名称：谐振变流自应变控制方法
一种谐振变流自应变控制方法是属半导体变流技术领域，可应于高频电动机、高频电焊机、超声波发生器、高频感应加热、日光灯或气体放电灯镇流或恒流，霓虹灯电源和高压发生器，也可以根据本方法制成谐振变换式开关电源。
许多负载在高频率下工作，可减少体积、重量，另外对节电、整机性能的提高更是有好处。然而现有技术产生高频率的正弦波或近正弦波的变流方法一类是使逆变器输出间断方波(可调制)或通过多重方法产生多阶梯波，然后滤波成正弦，这样频率可做得相当稳定，而缺点是效率低或成本太高控制复杂，只适合定频率和电压的负载，如《直流变换器原理与设计》(人民邮电出版社出版)和《晶体管电路》第2册(清华大学电子工程系编·科学出版社出版)。
另一类是“串联逆变器”，实质是半桥式方波逆变器的一种特例。《晶体管电路》第2册971页介绍了这种方式在强迫换向、自然换向、临界换向三种情况，指出临介换向时，最接近正弦波，还指出只适应小功率，负载变化，频率相应变化(当然还有电压相应变化)，那么怎样才能达到临界换向和其它换向控制呢，其文并没介绍特定或具体的控制电路，其它的书刊也未发现，可能是这种变流方法式存在缺点太多，仅仅是定性分析，对其深入研究，人们也比较忽视。就该述而言，还有变流开关元件要承受电源电压的几倍，仅这点就难以进入实用。当然还有一些同类应用例子，如CN2070058u，是这种方式的变形性应用，控制方式水平较高，是应用于高频感应加热，它是上述半桥式改为全桥式应用，即L、C串联谐振电路是跨接两半桥之间，当然这样的基本结构，已是公知公用很久，关键的是对变流开关元件施以怎样的控制，从而达到应有的应用性能，因而就导致了控制方法的不同特征和控制电路结构不同的特征，就CN2070058u而言，其控制电路只适用于该应用，和可控硅为对象的变流开关元件，其缺点还有需要启动操作，空载电流大，频繁启动可能发生换向失败而甚至难以保护(如振荡还在维持时开启)，另外可控硅是脉冲触发，事实上为了提高抗干扰能力和关断速度，在截止期必须加反压，如用一个交流方波适当微分是比较理想的驱动方法。《直流变换器原理与设计》在全桥式逆变器中指出输出变压器用电容C来耦合可获得正弦波，实际上此时变压器初级相当于谐振电感L，L与C串联跨接在其两个半桥之间，是全桥式谐振逆变器的基本形式，其含义是当C为某一个定值时，L、C固有频率与控制频率相同，就会发生谐振，就会产生正弦波。
CN2107117u、CN2134029等是现有上百个日光灯电子镇流器的专利申请代表例，也代表霓虹灯、钠灯电子镇流器专利的基本结构，它们除驱动部分外，是公知串联谐振变器或半桥式逆变器的基本结构形式，而它们的驱动电路特征是公知的负载电流互感反馈驱动使负载电流的一部分耦合到变流开关元件上。这虽然结构简单，但是不能实现谐振电流的控制调整，对预热启辉、短路、开路保护等性能难以兼顾。为了解决此缺点，CN2091057u作了所谓的改进，实质是公知半桥自激方波逆变器的驱动方式和结构，也达不到实际应用目的。
CN1056965是已有三相逆变器的基本形式，应用于三相电动机，它只是用了场效应管的优良特性，容易强制换向，频率可做得高，但是谐波十分大，电机还会有谐波噪声，远不能满足实际要求。如果使三相绕组处于谐振状况，当然是一个好的路子，如三相电动机靠并电容补偿功率因素，CN1060372A也是这个原理，然而这是低频，所需容量大，另外负载变化，电容应自动跟随变化，那么功率因数自动补偿器(切换电容式)就是这个机智，然而其弊病众所周知，如果通过谐振逆变方法，使三相绕组处于自应变谐振，优点方面就有很多1、本机体、重减少、功率因素可实现自动跟踪补偿;无触点损坏，火花现象等。
另外现有的高频电焊机和应用于粉碎、焊接、加热、清洗、雾化等大功率超声波发生器都是采用方波逆变器为变流功率源，谐波大是突出的问题，再如应用于等离子高压电源的大功率高压发生器，对谐波要求也突出，而已有技术还是方波逆变器。
另外，现有大功率开关电源存在谐波大，辐射干扰，时间响应差问题，故也需要探求新的方式。
谐振逆变器(或称谐振变流装置)，可分为并联和串联谐振两种方式，除控制电路和谐振电路外，其结构，是现有方波桥式逆变器的基本结构(分半桥和全桥和三相桥式)，当然推换逆变器也可以做成并联谐振式，如果对它们中的变流开半元件导电角控制不同，性质也会发生较大的变化，可以从方波逆变转化为谐振逆变甚至间歇谐振逆变，故关键在于导电角控制。实际应用希望变换既是正弦或接近正弦，又能使变换的电流或电压得以控制，实现较完全谐振变流或者是任意状态保持较完全的谐振变流或近谐振变流或通过调速导电角使输出电流或电压得以调整和能方便地加设适于负载特性的模拟程序控制。这正是本发明的目的所在，本谐振变流自应变控制方法还在于有很强的兼容性，适于多种应用，克服谐振元件离散、变异，特别是负载变化时，对谐振状态的影响，既可适于单相多种应用的变流开关控制，也可适于三相的某一相x相变流开关的基准控制，控制对象可以是可控硅、三级管，场效应管，静电三极管和能开通和关断电流特征的三端半导体元件;兼有启动功能，无须另设启动电路;便于加设选通控制、键控，以实现过流、过压保护和键控间歇谐振控制。
具体实施方法可以是1、把谐振电流进行取样或传感所得信号Ik经过无移相或同相电压变换得到Vk为了使控制精确，可以先把Vk整形成同相方波Vhf，然后把Vhf积分或滤波成近正弦波成为幅值不受负载或电源波纹影响的参考信号Vk′，再将Vk′(或Vk)加入施密特触发器电压比较器处理变换成与Ik有特定相位关系的方波V ，然后将V 去同步一个比谐振频率低得多的多谐振荡器，多谐振荡器的选通极或复位端为Vkk，其输出或经缓冲输出即可得到直接耦合或隔离耦合到变流开关元件的交流方波Vk(V 在耦合过程中可以适当微分处理以适于开关元件的合理驱动)，Vk与V 相位相同，在施密特触发器的阀值端施加一个固定的阀值电压，就可使Vk(或V )保持一个固定的移相，即可使谐振变流处于近谐振状态或是与完全谐振保持一个固定的移相，通过改变固定阀值与施密特触发器输出相位的相同或相反，就可得到此固定的滞后或超前。当需要调整负载电流或电压时，可以把负载电流或电压取样(或间接取样，或互感反射取样)，比较放大后驱动或直接驱动调整元件如光电耦合器等，使比较阀值大小发生变化，从而使固定移相发生变化，从而可使谐振变流在远离谐振与较完全谐振之间发生变化，使负载电流或电压得到调整。如此变形方法还可以是把Ih直接加入电流施密特触发器，通过改变电流阀值的大小和方向，或使其大小受所控制的取样信号大小的变化而变化，同样能实现如上性能。2、对于小功率应用或简易控制可以把谐振电流或分流谐振电流直接进行偶次二(或四)倍压整流，得到一个双对称的双电压，作下级供电的自给电源，同样在接在自给电源负极的整流管两端得到正弦一方波变换，将此方波V 同样可同步一个比谐振频率低得多的多谐振荡器(其选通极为Vkk)，也可经门电路缓冲，也可去触发一个R-S触发器经缓冲输出控制信号Vk。在整流二极管上并固定电容，则可获得固定的滞后移相，也可用光电耦合器或三极管与二极管并联(或双向工作的三端元件)Rx与电容Cp串联组成可变RC移相，根据取样的负载电流或电压，控制这些可变阻值元件，以实现自动滞后移相，此时移相信号Vp从Rx与Cp串联点取出，也可加入一个专功能移相器或有移相功能的电路如用V 触发一个2倍频器，其输出与V 同加入异或门处理，分频时间的单稳态时间由负载信号控制，这样异或门输出经缓冲就可得到控制信号Vk输出。对如上RC移相器中的C，用模拟电容Cz代替，用负载电流或电压去控制Cx变化，也可实现自动滞后移相。超前换向(即过零前一个相位)的实现，是在整流管上并电阻即能实现。3、自应变控制方法还可是把取样于负载电流或电压信号或等效于负载的电流或电压信号与基准电压比较误差放大输出电压V ，用V 控制压控电压，或者直接用负载信号控制压控电压，或者直接用V 作为压控电压，控制一个压控自激多谐振荡器，使多谐振荡器的频率发生变化，从而使变流开关元件的导电角发变化，输出电流或电压也随之变化，当达到设定元件值时控制回路自动稳定，使负载电流或电压限定或稳定或恒定。此种方法特别适合制作成谐振变换式开关电源。为了防止因电源波纹太大影响失控，把检测谐振电流过零或接近过零换向信号去控制压控制电压值，使其限定，便能抑制失控。4、自应变控制方法还可为在三芯柱磁芯或者是有一个公共磁路的两个磁回路磁芯或铁芯如EI型、双孔或双环型或由两个单孔磁芯或铁芯拼成的公共磁路芯上或中芯柱上绕互感次级线圈，让次级电压驱动变流开关元件，在另两边芯柱或称另两独立磁路芯上分别绕互感初级线圈串联后再串入负载电流或分流负载电流或谐振电流，且使这两个线圈在中芯柱上或公共磁路芯上产生的磁通相反，另外在一边芯柱上或独立磁路芯上绕控制线圈，把取样的负载电流或电压或者是要控制的电流电压信号经比较放大后驱动控制调整元件吸收控制线圈上的能量(使控制线圈上的能量)使控制线圈所在的初级线圈在中芯柱上或公共磁路芯上产生的磁通量发生变化，从而改变次级输出电流或电压，故也改变了变流开关元件的导电角或称导电时间，使输出电流或电压得到自动调整。使输出量达到稳定或限定。5、自应变控制方法还可为把两个互感电流反馈驱动所用的互感器的初级线圈串联串入负载电流，把它们的次级反极性串接所构成的合电压驱变流开关，在一个互感器上还绕控制线圈，把取样的负载电流或电压信号比较放大后驱动控制调整元件吸收控制线圈上的能量，使两个互感器的合成输出电压发生改变，从而改变了导电角，调整了输电流或电压。6、自应变控制方法还可以是直接在电流反馈驱动的互感器上绕控制线圈，用取样的负载电流或电压信号比较放大后驱动控制调整元件吸收控制线圈上的能量，改变次级输出电流从而达到导电角控制，使输出电流或电压得到调整或限定。7、自应变控制方法还可以是根据CR定时逆变器的驱动原理引用到桥式逆变器，把容易改变的电阻元件R用等效电阻可控制元件，如三级管场效应管等代替，使取样的负载电流或电压比较放大后驱动这些元件，使其等效电阻发生变化达到改变导电角的目的。
本发明还在于提出应用于三相的谐振变流控制方法，这只须将上述变流自应变控制方法所构成的电路的输出信号Vk分别送入120°和240°频率跟踪移相器，缓冲输出Vky、Vkz作为另两相即Y相和Z相的控制。另外，为了调整三相不平衡，可设置三相不平衡自动调整，方法是检测X、Y、Z三相的三角形环流信号VA和中性线电流信号Vφ进行比较放大所得信号，再经过处理以便与Y相移相器的相移控制对接，使Y相变流开关的导电角产生校正偏移，即可控制可能出现的严重不平衡。
应用于三相的谐振变流自应变控制方法还在于把三相信号发生器的阻性的时间常数元件用等效电阻可控制的三极管或场效应管代替，用采样的负载电流或电压信号控制其发生变化，构成压控三相信号发生器，让这种信号发生器的输出信号分别控制三相桥式变流开关元件，若是并联谐振应用，则可以用某一相的并联谐振电流信号去同步与三相信号发生器所对应的一相相位，具体如前述单相方法。
另外，前述多谐振荡器有很多种，如有7555，与非门、或非门、ECL或非门、D、J-K、JEC-2触发器和运放等都可构成很好的多谐振荡器，而且这些大多数有选通或复位端或很方便加设选通控制级Vkk，通过对Vkk的控制，可使振荡停止与启动，因而也可以作为谐振变流装置的过流、过压保护的控制端，也可以把它作为键控控制端，实现键控式谐振变流的应用，用PWM信号控制，实现键控式开关电源，或遥控键频信号发生或隔离开关信号输出控制等。
通过如上方法所构成的谐振变流自应变控制装置可能绝大多数应用要采用电力交流电源整流滤波，由于大电容滤波无可避免地产生线路尖峰电流，如果电路的正常工作和负载波峰系数要求允许，尽可能使整流滤波电容减小，为了改善线路功率因数、电流谐波和输出波峰系数，可以在谐振电感上绕反馈线圈，使之整流把峰值区谐振能量反馈到电源上，也可以把两串联电容并接在电源上，作为谐振电容或一部分谐振电容，同时在电源上并接一个整流半桥，使整流半桥的输入端(两整流管的串接点)与两串联电容的串接点之间，用一个电容或电感或电容与电感的串联或并联电路连接，作为反馈耦合，使两串联电容分别在两端的峰值区谐振电压整流反馈给电源。谐振变流自应变控制方法还在于是对谐振能量的反馈方法把根据磁放大器原理制作成的可控制电感作为本发明改善线路功率因数、电流谐波和输出波峰系数方法中的反馈耦合元件，可控制电感的控制线圈由取样的负载电流或电压控制，这样电感量的变化，反馈到电源耦合量也相应变化，输出电流或电压便能得到调整或限制。
根据如上所述的谐振变流自应变控制方法可制成适用于高频电动机、高频电焊机、超声波发生器、高频感应加热、日光灯或气体放电灯镇流或恒流或限流，霓虹灯电源和高压发生器和谐振变换式开关电源。另外为了适用于负载特性的需要，如实现电焊机的模拟外特性，可以把负载的取样信号的比较值作为模拟程序控制的对象。
现结合附图对本控制方法和原理进一步说明如下
图1为单相应用的谐振变流装置基本原理图。
图2为自应变控制方法基本结构图。
图3为小功率或简易应用的谐振变流装置基本原理图。
图4是靠压控频率自应变调整的控制原理图。
图5为串联谐振应用举例图，含5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G。
图6为并联谐振应用举例图，含6A、6B、6C、6D、6E、6F、6G。
图7为三相四线输出的谐振变流装置基本原理图。
图8为三相六线输出的谐振变流装置基本原理图。
图1中，1是直流电源，根据应用要求不同，可以是一般整流电源或高功率因数整流电源或恒流源，输出电压为V ，在1两端并接2和2’和3，2和2’是两个串联开关元件分别为A1、B1和A2、B2组成，其中A1与B1串接点为0，A2和B2的串接点为0’，3是两个电容CA和CB串接，串接点为0’，那么这是一个兼容图，为了合并说明，即A1、B1与CA、CB组成半桥式变流结构，而A1、B1与A2、B2则又可组成全桥式变流结构，不为本技术特征，本技术特征在于对变流开关元件A1、B1、A2、B2的特别控制，如下述，T是电流互感器，输入电流端为Ⅰ、Ⅰ′在Ⅱ′间并有取样电阻R0，也有旁路高频杂波的效果，输出端为Vh(对地)，还有组输出Vh′Vho。让Ⅱ’串入要取样的电流中当然也可用其它方式传感，甚至直接取样。当然还有电压传感方法，如常见。401是自应变控制方法基本电路结构(下述)，其输入端接Vh，输出端为Vk，选通或复位端为Vkk。Ⅱ’串入串联谐振5的主谐振电路中或并联谐振6的谐回路电容支路中，输出的Vk信号可以直接耦合，也可以隔离耦合到A1、B1、A2、B2的控制端。Vkk输入高平或低电平时，Vk无输出或保持原状，反之Vk正常输出。
图2为401详细结构。其中Ⅱ为全波整流，输入为图1电流传感器的T的输出端Vh’与Vho，电位器12并接于Ⅱ两输出端，中心触点接比较放大器14的一输入，13为基准电压源，接在14的另一输入端与地之间，14的输出端经电阻接光电耦合器7的发光元件D1，7可为MCD521。G1是运算放大器，在此作为施密特触发器运用，R1为输入电阻，一端接电流传感T的Vh端，另一端接G1的反相输入端，G1的同相输入端接电阻Re于Pn点，Re另一端到地，P 点接三掷开关Ka的动片，另三定片分别为Bk、Bm、B 、Bk、BM分别接电阻Rp和光敏电阻(或受谐振电流控制的可变电阻元件)R 、Rp、Rx另一端同接于Pm点，同时，Bx接电阻或可变电阻Rn也可象Rs那样由取样信号控制，到反相器G2输出端，G2的输入端为Pm点。另外在P 掷于Bk时，G1的滞后电压比为Re/Re+Rp，使其值趋于零，甚至可为零，此状态为零电压比较器;当Pn掷于Bn时，超前电压比为Re/Re+Rn，调Rn即可改变超前移相角;当Pn掷于Bm时，滞后电压比为Re/Re+Rx，Rx受谐振电流或电压或负载电流电压控制。故由此通过改变施密特触发器电压比较器的比较阀值的大小和其与比较器输出相位的相同或相反，就可实现V 与Ib的固定超前或滞后移相，或者是自动超前或滞后移相，从而也能调整谐振电流或电压或负载电流或电压。Pm输出电压为V ，V 经电容Cm串电阻Rm到多谐振荡器8的同步端，Vkk为8的选通极，8的输出经9缓冲输出Vk控制信号。Vk控制信号为交流方波，经适当微分就可适宜于可控硅触发需要，对场效应管、三极管、静电三极管等电流或电压驱动元件可直接驱动或隔离耦合，在直接驱动或隔离耦合时，也可作加速处理。
附图3是小功率用或简易控制，与图1仅不同的是控制电路为402，402原理方案如提案2所述。也可适于大功率应用，此时只要将Ⅱ端输入改为谐振电流的传感信号输入就可。对于实施提案3所述方法也可在402中实行，此时谐振电流采样可从自给电源的稳压管稳定电流取出。
图4是压控自动频率调整的控制原理图。
图4中4A为稳压源、4B为比较放大器、4C为压控多谐振荡器、4D为缓冲器，Vk为输出信号、Vh为谐振电流电压变换信号，也可是电压取样或负载电流电压信号取样信号，Vkk为选通极。
图5为串联谐振应用举例，分图5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G。
图5A是在图1或图3的0与0’之间接电感L串电容C，串日光灯管Rf;Rf由R’C’串联启辉或其它启辉电路。
图5B是在0与0’间接高频感应加热线圈L 串电容C。
图5C是在00’间接电动机绕组L 串电容C。
图5D是00’间接高频电焊机变压器初级线圈Lg串电容C，Ls为Lg的互感输出线圈。
图5E是在00’间接电感L串电容C，超声换能器X并接在L两端。
图5F是在00’间接电感L串X。
图5G是在00’间接变压器Bz的初级圈Lz串电容C，L 为互感输出线圈，两端并接X。
图6为并联谐振的应用举例图，含分图6A、6B、6C、6D、6E、6F、6G。
其中L、L 、L 、L’为电感，C为电容，X为换能器。
图6A是在图1或图3的00’间接L0扼流圈，串加热线圈L 或电动机绕组Lr，LH两端与C并联。
图6B是LO与电焊机或高压发生器、霓虹灯电源的初级线圈L串联，C与L并联，L’为互感输出线圈。
图6C是L0与L串联，换能器X与L并联。
图6D是L0与L串联，再与日光灯管Rf串联，C并在L与Rf的两端，C’与R’为串联启辉电路。
图6E是L0与L串联，C与L并联，X与C并联。
图6F是L0与L串联，C与L并联，L′互感输向X。
图6G是L0与L串联，C与L并联，L′为开关电源输出线圈，接整流滤电路CL，输Vz，Vz加致PWM输入信号为Vkk信号。
图7是分别把串联开关Ax、Ax′和Ay、Ay′和Az、Az′和串联电容CA、CB一同并接于电源1两，如上串接点依次为Px、Py、Pz、0，在PxO和PyO和PzO输出三相，基本控制电路401的Vk，耦合到Ax′、Ax的控制极，205、206分别为y，z相控制电路，它们的输入端同接Vk，分别经120°和240°频率跟踪移相输出Vky、Vkz控制信号，分别耦合到Ay、Ay’和Az、Az’。208是两个比较放大器，V△为三角形环流信号输入端，Vφ为中性线电线输入端，输入208分别比较放大，输入到207处理输出信号VQ以便与205移相器配接，调整205的相移偏移。图中“＝”表示隔离耦合，图8也同样。
图8是三相六线输出的谐振变流装置基本原理图。图中就变流开关Bx1、Bx2、Bx3、Bx4和By1、By2、By3、By4和Bz1、Bz2、Bz3、Bz4分别组成x、y、z相桥式变流电路，分别用电源为Vccx、Vccy、Vccz。x、y、z相分别出为Ox、Ox’和Oy、Oy’和Oz、Oz’，Bx1、Bx4和Bx3、Bx2、和By1、By4和By3、By2、和Bz1、Bz4和Bz3、Bz2分别为同相控制，其控制端分别为Bx、Bx’、By、By’、Bz、Bz’，401如图2原理，输出Vk耦合到Bx’，Vk经Fx反相耦合到Bx，205、206如图6所述，输出分别耦合到By’、Bz’、By’、Bz’，分别经Fy、Fz反相，分别耦合到By、Bz，207、208如图6所述。Vccx、Vccy、Vccz为三相分别整流电源。
图7、8均可适用于高频电动机，此时，绕组与其并联电容在任意时刻，均处于谐振或非常接谐振状态，因而功率因素高，也可用于电焊机，原理相同，它们的分别输出电路接法如图5.6的00’间电路。
电源Vcc、Vccx、Vccy、Vccz可是直流电源，整流高频滤波电源，高功率因数整流电源，也可是稳压电源，也可是恒流电流源。
谐振频率校正方法将标准频率和实际振荡率输入鉴相(频)器，或RS触发器构成的频率比较器，输出经积分放大，控制谐振电路的开关电容和根据磁放大器原理制成的可变电感的大小，从而校正频率。因为有些要求如加热时，应有一个最佳加热频率点等。
根据本控制各方法所设计的电路，可制成固体模块电路或厚膜IC或专用集成电路。
权利要求
1.谐振变流自应变控制方法是对揩振变流开关元件作导电角控制，其特征在于a、把谐振电流进行取样或传感所得信号Ih经过无移相或同相电压变换得到Vh，再将Vh整形成同相方波Vhf积分或滤波成近正弦波成为幅值不受负载及电源波纹影响的信号Vh’，再将Vh’加入施密特触发器电压比较器处理变换成与Ih有特定相位关系的方波Vsf再用Vaf去同步一个比谐振频率低得多的多谐振荡器，多谐振荡器的选通极或复位端为Vkk，其输出或经缓冲输出的控制信号Vk对谐振变流装置的变流开关元件作导电角控制。b、对Vh’(或Vh)-Vaf的变换是运用施密特触发器电压比较器，通过施加固的比较阀值或者用负载电流或电压改变比较阀值的大小，就可实现Va与Ih的固定超前或滞后移相，或者是随负载电流或电压变化的自动超前或滞后移相，从而使谐振变流处于近谐振或是与完全谐振保持一个固定的移相或在远离谐振与较完全谐振之间发生变化，使负载电流或电压得到调整。
2.谐振变流自应变控制方法是对谐振变流开关元件导电角控制，其特征在于a、是把谐振电流或分流谐振电流直接进行偶次倍压整流，一方面得到一个对称双电压作为下级的自给电源，二方面从接在自给电源负极的倍压整流二级管两端得到的谐振电流的正弦-方波变换电压V 用V 去同步一个比谐振频率低得多的多谐振荡器，(选通极或复位端为V比)多谐振荡器输出或经缓冲输出Vk信号去控制谐振变流装置的开关元件。b、在倍压二极管上并一个固定电容，可使Vk与V 有个固定的滞后移相。c、在倍压二极管上并一个RzCp移相器，Rz是可变电阻元件如光电耦合器MCD521或可双向工作的三端元件，由负载取样信号电流或电压控制，使其阻值自动随信号变化，在R 与固定电容Cp的连接点取V 的移相信号Vp，去同步多谐振荡器，使输出Vk与V 自动滞后移相。d、在信压二级管上并一个RCx移相器，用负载的取样电流或电压改变Cx，可获得Vk与V 的自动滞后移相。e、也可把V 去触发一个RS触发器或直接由门电路放大，输出Vk信号。
3.谐振变流自应变控制方法，是对谐振变流开关元件作导电角控制，其特征在于取样于负载电流或电压信号或等效的负载电流或电压信号与基准电压比较误差放大输出电压V ，用V 控制压控制电压，或者直接用负载信号控制压电控电压，或者直接用V 作为压控电压，控制一个压控自激多谐振荡器，使多谐振落器的频率发生变化，从而调整负载电流或电压，使谐振电流或电压达到恒定或限定。
4.谐振变流自应变控制方法是对谐振变流开关元件作导电角控制，其特征在于在一个公共磁路的两个磁回路磁芯或铁芯的公共磁路芯上绕互感次级线圈，让次级电压驱动变流开关元件，在另两独立磁路芯上分别绕互感初级线圈串联后再串入负载电流或分流负载电流或谐振电流，且使这两个线圈在公共磁路芯上产生的磁通相反，在一个独立磁路芯上绕控制线圈，把取样的负载电流或电压信号经比较放大后驱动控制调整元件，吸收控制线圈上的能量，使控制线圈所在的初级线圈在公共磁路上产生的磁通量发生变化，从而改变次级输出电流或电压，从而使变流开关的导电角自动调整输出电流或电压，使输出量达到稳定或限定。
5.谐振变流自应变控制方法是对谐振变流开关元件作导电角控制，其特征在于直接在电流反馈驱动的互感器上绕控制线圈，用取样的负载电流或电压信号比较放大后驱动控制调整元件吸收控制线圈上的能量，改变次级输出电流从而达到导电角控制，使输出电流或电压得到调整或限定。
6.谐振变流自应变控制方法是对谐振变流开关元件作导电角控制，其特征在于根据CR定时逆变器的驱动原理，把定时电阻元件用等效电阻可控制元件如三级管、场效应管等代替，取样的负载电流或电压比较放大后驱动这些元件等效电阻发生变化达到导电角的控制。
7.谐振变流自应变控制方法是对谐振能量的反馈方法，其特征在于把根据磁放大器原理制作成的可控制电感作为本发明改善功率因数、电流谐波和输出波峰系数方法中的反馈耦合元件，可控制电感的控制线圈由取样的负载电流或电压控制，使其电感量发生变化，反馈到电源的耦合量也相应变化，从而可调速或限制输出电流或电压。
8.谐振变流自应变控制方法是应用于三相的谐振变流控制，其特征在于把三相信号发生器的阻性时间常数元件用等效电阻可控制的三级管或场效应管代替，用采样的负载电流或电压信号控制其发生变化，构成压控三相信号发生器，使发生器的输出信号控制三相桥式变流开关元件，并且在并联谐振应用时，用某一相并联谐振电流信号去同步与三相信号发生器所对应的一相相位。
9.谐振变流自应变控制方法所构成的谐振变流控制装置，其特征在于在谐振电感上绕反馈线圈使之整流把峰值区谐振能量反馈到电源上，或者把两串联电容并接在电源上，作为谐振电容或一部分谐振电容，同时在电源上并接一个整流半桥，使整流半桥的输入端与两串联电容的串接点之间用一个电容或电感或电容与电感的串联或并联电路连接，作为反馈耦合，使两串联电容分别在两端的峰值区谐振电压整流反馈给电源，以改善供电交流线路的功率因数、电流谐波和输出波峰系数。
10.根据权利要求1、2、3、4、5、6、7、8、9所述的方法所构成的谐振变流装置，其特征在于可应用高频电焊机、超声波发生器、高频感应加热、日光灯和气体放电灯的镇流或恒流或限流、霓虹灯电源和高压发生器和谐振变换式开关电源。
全文摘要
一种谐振变流自应变控制方法，属半导体变流技术，能使谐振变流装置在谐振元件参数、输入电压、负载变化的情况下，施以自应变控制，使谐振变流处于近谐振，或使变流装置的输出电流或电压保持恒定或限定，并能适合适于负载特性的模拟程序控制，可适用于高频电动机、电焊机、超声波发生器、高频感应加热、日光灯或气体放电灯的镇流或恒流、霓虹灯电源和高压发生器的谐振变流控制，还可根据本方法制成谐振变换式开关电源。
文档编号H02M7/42GK1104002SQ93121000
公开日1995年6月21日 申请日期1993年12月15日 优先权日1993年12月15日
发明者许天昀 申请人:许天昀