具有软切换的图腾柱式输出的ac-dc转换器的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明一般涉及AC-DC转换器，并且具体涉及具有图腾柱式(totem-pole)输出的无桥AC-DC转换器。
【背景技术】
[0002]无桥AC-DC转换器是已知的。在转变模式(TM)中工作的常规无桥电路遭受高的切换损耗和很高的共模EMI。另外，它们不能很好利用它们的磁性部件和半导体器件。当在连续传导模式(CCM)中工作时，图腾柱式输出无桥电路具有降低的共模EMI，但是由于硅半导体的体二极管缓慢的反向恢复，这仅对于GaN器件实用。如果这些器件在具有称为“谷值切换(valley switching) ”的转变模式(TM)中工作，反向恢复问题得以解决但是它们在高输入线处可能具有显著的切换损耗。CCM和TM图腾柱式无桥电路两者都面临电流和电压感测的挑战。
【发明内容】
[0003]在所述示例中，AC-DC转换器包括具有第一和第二半导体开关的图腾柱式输出电路，每个半导体开关具有耦合至切换节点的沟道并具有与该沟道相关联的寄生电容。电感器具有连接至切换节点的一端。第一旁路器件耦合至电感器的第二端并在输入电压的正周期的至少一部分期间可工作，以允许来自AC-DC转换器的输出端的反向电流生成第一半导体开关的软切换(soft-switching)。第二旁路器件親合至电感器的第二端并在输入电压的负周期的至少一部分期间可工作，以允许来自AC-DC转换器的输出端的反向电流生成第二半导体开关的软切换。
[0004]另一方面包括一种运行AC-DC转换器的方法，所述AC-DC转换器具有包括第一和第二半导体开关的图腾柱式输出级，每个半导体开关具有与其沟道相关联的寄生电容。第一半导体开关可操作将能量存储在电感器中。第二半导体开关和旁路器件经运行允许来自转换器的输出端的反向电流流动从而对寄生电容放电并允许第一和第二半导体开关的软切换。
[0005]在另一方面，AC-DC转换器包括第一半导体开关，其具有耦合在输出轨和切换节点之间的沟道并具有与该沟道相关联的寄生电容。第二半导体开关具有耦合在基准电压轨和切换节点之间的沟道并具有与此沟道相关联的寄生电容。电感器耦合在切换节点和输入电压源的一端之间。第一旁路器件耦合在输出轨和输入电压源的第二端之间。第二旁路器件耦合在输入电压源的第二端和基准电压轨之间。第一和第二旁路器件分别在输入电压的正和负周期部分可工作，以允许反向电流流动以生成第一和第二半导体开关的软切换。
【附图说明】
[0006]图1是示例实施例的无桥图腾柱式AC-DC转换器的示意图。
[0007]图2A-2F是图1的AC-DC转换器的工作波形的曲线图。
[0008]图3A-3D是图2A-2F的某些波形的更多细节的曲线图。
[0009]图4A-4F是在AC周期的负部分期间工作波形的曲线图。
[0010]图5A-5D是图4A-4F的某些波形的更多细节的曲线图。
[0011]图6A-6G是AC-DC转换器的工作波形在更大标度上的曲线图。
[0012]图7是另一个示例实施例的无桥图腾柱式AC-DC转换器的示意图，其中使用电容器替代旁路开关。
【具体实施方式】
[0013]图1示出具有图腾柱式输出的升压AC-DC转换器100。图腾柱式输出包括在输出轨102和基准轨104之间串联的两个NM0S晶体管Q1和Q2。另选地，可以使用其他类型的晶体管，诸如PMOS、IGBT和双极型晶体管。晶体管Q1的漏极连接至输出电压轨102，而其源极连接至切换节点SW。晶体管Q2的漏极连接至切换节点SW，而其源极连接至基准电压轨104。晶体管Q1和Q2分别具有与漏极-源极沟道并联的寄生体二极管BD1和BD2。晶体管Q1和Q2中的每个具有在其相应漏极和源极之间的、与其相应漏极-源极沟道并联的关联寄生电容。晶体管Q1具有并联寄生电容(MS1，而晶体管Q2具有并联寄生电容(MS2。
[0014]切换节点SW连接至升压电感器Lboost的一端，升压电感器Lboost的另一端连接至电压源Vline的一端。Vline的另一端连接至一对旁路器件，即同步整流器SR1和SR2。也能够使用其他类型的切换器件。旁路器件SR1连接在线电压源的第二端和输出轨102之间。旁路器件SR2连接在线电压源的第二端和基准电压轨104之间。旁路器件SR1和SR2分别具有关联的寄生体二极管BD3和BD4。BD3并联至在输出电压轨102和Vline的第二端之间的SR1，并且其阻止电流从输出电压轨102流向Vline的第二端。BD4并联至在Vline的第二端和基准电压轨104之间的SR2，并且其阻止电流从Vline的第二端流向基准电压轨104。
[0015]可选的整流器二极管CR1和CR2分别并联至寄生体二极管BD3和BD4。二极管CR1和CR2分别阻止与体二极管BD3和BD4相同方向的电流。旁路器件SR1和SR2能够是较低成本的M0SFET，因为它们在线频率下在短的时间段内切换相对少量的电流。如果针对SR1和SR2选择足够大的器件，则二极管CR1和CR2是不必要的。不过，如果为降低旁路器件SR1和SR2的成本而选择较小的器件，则二极管CR1和CR2可能是必要的。
[0016]电容器Cout耦合在输出电压轨102和基准电压轨104之间，并与旁路器件SR1和SR2以及二极管CR1和CR2并联。负载经耦合与电容器Cout并联。虽然负载被示为电阻器Rload，但是具有电抗分量的其他类型的负载是可能的。升压转换器可用作功率因数校正(PFC)电路，在该电路中，晶体管的驱动是受控的，以便输入电流和输入电压同相，并且使得负载表现为电阻器，即使负载可能具有电抗分量。升压AC-DC转换器用于功率因数校正是已知的。非对称分流器106与输出电容器和负载串联親合，并且包括与二极管CR_shunt并联的电阻器Rshunt。二极管CR_shunt被连接以将电流传导至电容器Cout并阻止相反方向的电流。
[0017]在电路100工作时，图腾柱式晶体管Q1和Q2的切换以软切换发生，软切换往往涉及零电压切换(ZVS)。更小的电压下降将产生非常有益的结果。晶体管耗散的功率与当切换发生时在晶体管两端的电压的平方成比例。软切换指示晶体管两端的电压不一定减少到零的ZVS条件。
[0018]在Vline的AC输入电压正周期期间，在其右端(在图1中出现“土”符号处)是正的。在工作中，图腾柱式晶体管Q1被接通以在正的方向形成电感器Lboost的电流。图腾柱式晶体管Q2被断开。在此类正周期的至少一部分期间，旁路器件SR1被接通，而旁路器件SR2被断开。电流从此右端通过旁路器件SR1、晶体管Q1和电感器Lboost流向Vline的负端。响应于达到期望电平的电感器电流，晶体管Q1被断开。通过使用寄生电容器Cds2和二极管CR1和/或旁路开关SR1，电流继续流过电感器Lboost以完成通路，其中该电流的一小部分经过体二极管BD2，从而允许电感器Lboost放电至输出电容器Cout中。这种流动对寄生电容器Cds2两端的电压进行放电直到该电压近似达到0伏。当电容器Cds2两端的电压近似0伏时，晶体管Q2能够被软切换接通而不存在实现ZVS的切换损耗。
[0019]在晶体管Q2接通时，输出电压大于Vline的电压，因此反向电流能够流动，从而允许输出电容器Cout的正侧的功率流过旁路开关SR1、电感器Lboost、晶体管Q2和不对称分流器106至电容器Cout的负侧。寄生电容器Cdsl和Cds2有效并联。如果反向电流的值正确选择，则反向电流将对Cdsl充电至输出电压。在Cdsl已被充电后，晶体管Q1能够被软切换接通而不存在实现ZVS的切换损耗，因为Q2两端的电压基本为0伏，并且该过程重复。如何计算用于实现晶体管Q1和Q2的软切换的目标的反向电流的值是已知的。
[0020]在Vline的AC输入电压负周期期间，在其右端(在图1中出现“土”符号处)是负的。在工作中，图腾柱式晶体管Q2被接通以在负的方向形成电感器Lboost的电流。图腾柱式晶体管Q1被断开。在此类负周期的至少一部分期间，旁路器件SR2被接通，而旁路器件SR1被断开。电流从此右端通过旁路器件SR2、晶体管Q2和电感器Lboost流向Vline的正端。响应于达到期望电平的电感器电流，晶体管Q2被断开。通过使用寄生电容器Cdsl和二极管CR2和/或旁路开关SR2，电流继续流过电感器Lboost以完成通路，其中该电流的一小部分经过体二极管BD1，从而允许电感器Lboost放电至输出电容器Cout中。这种流动对寄生电容器Cdsl两端的电压进行放电直到该电压近似达到0伏。当电容器Cdsl两端的电压近似0伏时，晶体管Q1能够被软切换接通而不存在实现ZVS的切换损耗。
[0021]在晶体管Q1接通时，输出电压大于Vline的电压，因此反向电流能够流动，从而允许输出电容器Cout的正侧的功率流过不对称分流器106、旁路开关SR2、电感器Lboost和晶体管Q1至电容器Cout的负侧。寄生电容器Cdsl和Cds2有效并联。如果反向电流的值正确选择，则反向电流将对Cds2充电至输出电压。在Cds2已被充电后，晶体管Q2能够被软切换接通而不存在实现ZVS的切换损耗，并且该过程重复。
[0022]反向电流的精确测量对于本技术是至关重要的。使用电阻分流器测量来自转换器电流流动是已知的。不过，电阻器的值保持很小，以便正向方向的损耗(例如，在本示例中，电感器峰值电流为6A)将是小的。反向电流(例如，300mA)远远小于正向电流。例如，如果分流器106使用10毫欧的电阻器，那么电感器峰值电流为6A时的正向峰值压降为60mV。不过，如果使用相同的电阻分流器，峰值反向电流为300mA时，则检测电压仅为3mV。
[0023]用此类小信号测量反向电流是有挑战性并且可能昂贵的，尤其在比较器检测转换器中切换噪音之间的信号时。转换器100解决了这个挑战，因为分流器106是不对称的。例如，分流器106包括电阻器Rshunt和并联的二极管CR-shunt。在正向方向，通过分流器106返回基准电压轨102的电流以相对小的损耗经过二极管CR-shunt。在一个版本中，二极管CR-shunt是肖特基二极管，其通过将压降限制在0.3V-0.4V的范围，明显降低这些损耗，即使在最高的正向电流电平下。在反向方向，由于二极管CR-shunt的阻止行为，所有电流流过电阻器Rshunt。如果分流器106选择1欧姆的电阻器，那么它生成300毫伏的信号，该信号更容易使用低成本比较器来检测。
[0024]利用本技术，电阻器的平均功耗是忽略不计的(例如，仅为约90mW)，因为如结合图2D和图4C所讨论的，电流仅在很短的时间内以反向方向流动。即使电阻器的值上升至10欧姆，它将产生3伏的电压，这允许使用甚至比低成本比较器更低成本的电路来检测反向电流，并且分流器106两端的功耗仍然