一种可进行架构重组的并联逆变器系统及其控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种可进行架构重组的并联逆变器系统及其控制方法，该发明通过控制逆变器中的IGBT开关状态，实现逆变器并联系统随时架构重组，赋予逆变器并联架构随时并联/切除逆变器的功能，即在逆变器并联系统工作的情况下，N台逆变器可随意并联或切断以与负载配合，提高系统整体效率；具有随时并联/切除逆变器的功能，即在逆变器并联系统工作的情况下，N台逆变器可随意并联或切断；能够同时提供有功和无功功率的控制，与此同时ZSCCs抑制也通过采用冗余零开关状态的预测控制实现，而且本发明不影响交流侧的电流和电压矢量。
【专利说明】
-种可进行架构重组的并联逆变器系统及其控制方法
技术领域
[0001 ]本发明设及一种可进行架构重组的并联逆变器系统及其控制方法。
【背景技术】
[0002] 随着不可再生能源的日益紧缺，太阳能、风能等可再生能源发展迅速并扮演者越 来越重要的角色。并网逆变器是可再生能源发电系统和电网之间的接口，作用不可或缺，其 性能将直接影响到电网的电能质量，因此并网逆变器的研究工作具有重要的应用价值。
[0003] 并联Ξ相逆变器W其具有高效率，低成本和可扩展性等优点受到广泛关注。相比 于单个逆变器的额定功率限制，并联逆变器能够满足更高的额定功率，更高的效率和更低 的谐波，此外，也更便于容量的扩展和系统的设计。然而，由于负载及负载功率的不确定性， 并联逆变器系统中的逆变器常因不工作在额定功率附近而造成效率低下，且当逆变器并联 时系统中便会存在零序循环电流(zero-sequence circulating州rrents，ZSCCs)的问题。 众所周知，零序环流的产生是由于多个逆变器/双向变换器硬件参数不能完全一致，控制信 号无法同步导致的，ZSCCs会导致并联模块电流失真和谐波损耗，并会降低并联系统的整体 性能。
[0004] 对于目前在逆变器并联系统中抑制ZSCCs有如下方法:可W通过使用一个单独的 直流电源或在交流侧使用隔离变压器消除，但运会大幅度增加系统的体积与成本;应用基 于交错断续空间矢量调制的并联PWM变流器控制策略抑制ZSCCs,但它会导致高的输出电流 纹波;使用非线性控制方法来抑制ZSCCs，但算法太复杂;运用SVM技术对ZSCCs进行控制或 引入控制变量，用比例积分(PI)控制、无差拍控制等方法来调整每个PWM周期零矢量的分布 的方法则需要调整大量的参数，且只能用于较高的开关频率下，动态响应慢。
【发明内容】
[0005] 本发明为了解决上述问题，提出了一种可进行架构重组的并联逆变器系统及其控 制方法，该发明具有随时并联/切除逆变器的功能，即在逆变器并联系统工作的情况下，N台 逆变器可随意并联或切断;能够同时提供有功和无功功率的控制，与此同时ZSCCs抑制也通 过采用冗余零开关状态的预测控制实现，而且本发明不影响交流侧的电流和电压矢量。
[0006] 为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
[0007] -种可进行架构重组的并联逆变器系统，包括输入电源，输入电源两端并联有电 容，电容两端连接有多台逆变器；
[000引每台逆变器包括Ξ相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结 构对称，至少包括一个开关管，每相桥臂的中性点经滤波器连接后并网。
[0009] 优选的，所述开关管为IGBT管。
[0010] 优选的，所述滤波器后端串联有稳压电阻。
[0011] 所述逆变器为两电平Ξ相逆变器。
[0012] -种用于上述系统的模型预测控制方法，包括W下步骤：
[0013] (1)采集Ξ相电网电压W及并网电流实时信号；
[0014] (2)对采集的信号和并联逆变器系统模型进行Ξ相静止坐标到两相静止地坐标的 变换，并求取逆变器的输出电流、电压矢量预测模型，对输出电流、电压进行估计，得到矢量 估计值；
[0015] (3)计算电流矢量估计值与输出电流的差值W及电压矢量估计值与输出电压的差 值，确定逆变器的最优有效电压矢量；
[0016] (4)采用冗余零开关状态抑制零序循环电流，所选零矢量用于下一采样周期，实现 对电流的跟踪。
[0017] 所述步骤(2)中，逆变器模型在Ξ相静止坐标下的表达式由电网相电压、电网侧电 流、并网端与直流端中点之间电压、交流侧的滤波电感器、交流侧的回路电阻和交流侧的回 路电阻确定。
[0018] 所述步骤(2)中，求取逆变器输出电压、电流矢量的具体步骤：
[0019] 步骤(2.1):将实时采集Ξ相电网的电压W及并网电流信号进行变换，得到同步两 相静止αβ坐标系下的Ξ相电网的电压W及并网电流信号；
[0020] 步骤(2.2):根据步骤(2.1)中获取的两相静止αβ坐标系下的Ξ相电网的电压W及 并网电流信号，将Ξ相静止坐标下的逆变器模型转化为两相静止αβ坐标系下的逆变器模 型，进而获取逆变器输出电压矢量。
[0021] 所述步骤(2.2)中，两相静止αβ坐标系下逆变器模型的数学表达式由k时刻并网电 流的采样值、下一时刻并网电压的估计值、下一时刻可能的逆变器输出电压、采样时间和下 一时刻并网电流的预测值确定。
[0022] 所述步骤(2.2)中，下一时刻并网电压的估计值通过二级拉格朗日内插法求得。
[0023] 所述步骤(3)中，将估计值与当前开关状态一同施加到并联逆变器，利用价值函数 评估所有的开关状态。
[0024] 所述步骤(3)中，选择最优有效电压矢量时构建价值函数，所述价值函数为α，β轴 下一时刻的逆变器输出电压预测值与此时的电压值差值的绝对值之和，通过其最小值来选 择开关状态。
[0025] 所述步骤(4)中，在Ξ相静止坐标系的并联逆变器的平均模型转换为同步旋转参 考系下的模型，W表示零序循环电流。
[0026] 本发明的有益效果为：
[0027] (1)本发明中的逆变器并联架构在逆变器并联系统工作的情况下，Ν台逆变器可随 意并联或切断。当系统负载较小时，Ν台逆变器并联工作将会导致每个逆变器处于低功率工 作状态，工作效率低下，此时可W通过封锁多余并联逆变器的IGBT将逆变器切除，保证其余 逆变器工作在额定功率左右，提高工作效率;同理，当负载较大时，可W解除封锁，随意并联 逆变器，保证系统高效率工作，不影响对并联系统内环流的抑制作用。
[0028] (2)利用本发明的预测控制方法，首先预测最优矢量，其次通过计算预期最优矢量 和所有8个可用向量之间的距离从而得到最优矢量，运种方法能够减少运行次数，更快获得 预期的最优矢量；
[0029] (3)利用本发明的预测控制方法可W将跟踪电流与抑制ZSCCs两个问题解，无论是 在相同参考电流和滤波电感或不同参考电流和滤波电感情况下均可W抑制ZSCCs，跟踪参 考电流；
[0030] (4)本发明的预测控制方法能够改善电流跟踪效果，减小崎变率，有效抑制ZSCCs， 模型预测控制方法相比于现有方法具有更快的动态响应和更好电流跟踪效果，且能工作在 较低的开关频率下，基于系统的动态模型和预测最优矢量，逆变器便可W通过跟踪参考的 质量函数来选择。
【附图说明】
[0031] 图1为本发明系统结构图；
[0032] 图2为并网两电平逆变器和预测控制模块框图；
[0033] 图3为两电平逆变器的电压空间矢量图；
[0034] 图4(a)为逆变器中传统预测控制算法流程图；
[0035] 图4(b)为逆变器中改进预测控制算法流程图；
[0036] 图5为使用本发明所提预测控制算法抑制ZSCCs并跟踪参考电流流程图；
[0037] 图6为N台逆变器并联系统控制策略；
[0038] 图7(a)为两台逆变器参考电流与滤波电感分别相同时，传统方式抑制ZSCCs的实 验波形；
[0039] 图7(b)为两台逆变器参考电流与滤波电感分别相同时，本发明的预测控制方法抑 审iJZSCCs的实验波形；
[0040] 图8(a)为两台逆变器分别具有相同参考电流、不同滤波电感时，传统方式抑制 ZSCCs的实验波形；
[0041] 图8(b)为两台逆变器分别具有相同参考电流、不同滤波电感时，本发明的预测控 制方法抑制ZSCCs的实验波形；
[0042] 图9(a)为两台逆变器分别具有不同参考电流、相同滤波电感时，传统方式抑制 ZSCCs的实验波形；
[0043] 图9(b)为两台逆变器分别具有不同参考电流、相同滤波电感时，本发明的预测控 制方法抑制ZSCCs的实验波形；
[0044] 图10(a)为两台逆变器分别具有不同参考电流、不同滤波电感时，传统方式抑制 ZSCCs的实验波形；
[0045] 图10(b)为两台逆变器分别具有不同参考电流、不同滤波电感时，本发明的预测控 制方法抑制ZSCCs的实验波形；
[0046] 图11(a)为使用本发明的预测控制方法，两台逆变器分别具有不同参考电流、相同 滤波电感时实验波开多，其中idi* = 5A，id2* = 5A;
[0047] 图11(b)为使用本发明的预测控制方法，两台逆变器分别具有不同参考电流、相同 滤波电感时实验波形，其中idi* = 8A，id2* = 5A。
【具体实施方式】：
[0048] 下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
[0049] 如图1所示，一种可进行架构重组的并联逆变器系统，包括输入电源，输入电源并 联电容后与N台逆变器相连，所述逆变器彼此并联，每台逆变器包括Ξ相桥臂，每相桥臂包 括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对称，由开关管组成，每相桥臂的中性点经L滤 波器连接后并网，所述开关管为IGBT管。
[0050] 当系统负载较小时，N台逆变器并联工作将会导致每个逆变器处于低功率工作状 态，工作效率低下，此时可W通过封锁多余并联逆变器的IGBT将逆变器切除，保证其余逆变 器工作在额定功率左右，提高工作效率；同理，当负载较大时，可W解除封锁，随意并联逆变 器，保证系统高效率工作，不影响对并联系统内环流的抑制作用。
[0051] 逆变器系统与控制方法如图2所示，其中下半部分为抑制ZSCCs控制模块和电流跟 踪控制模块。第二个逆变器与第一个逆变器相同。本发明选取直流环节的负极作为参考点。 在Ξ相静止坐标系的并联逆变器的平均模型表示为：
[0054] 其中，ea、eb、ec为电网相电压；iai、ibi、ic功电网侧电流;U0N为0，N两点之间电压；Li 为交流侧的滤波电感器;Ri交流侧的回路电阻;UaNi、UbNi、Uc化为逆变器的输出电压。
[0055] 上述模型是基于Ξ相静止坐标系下，运种情况下设计模型预测控制非常复杂，因 此，该模型应该变换到两相同步静止坐标系下。
[0056] 对于并联逆变器，零轴分量可W是独立控制的。所W在运里可W使用2-D静止坐标 变换，α轴和0轴坐标变换矩阵定义如下：
[0057]
(3)
[0058] 对于第一个逆变器在两相同步静止坐标系的Ξ相逆变器数学模型坐标可从（1)， (2)，（ 3)的abc/αβ变换导出，如下：
[0059]
(4)
[0060] 第一个逆变器的电流与电压矢量定义如下：
[0061 ]
(目）
[0062] 式中：ial，ibi，ici为电网线路电流；UaNl，UbNl，UcNl为逆变器的输出电压；ea，eb，ec为 电网相电压;a = ejW\
[0063] 考虑到Vd。为常数直流电压，逆变器端子的输出电压如(6)所示。
[0064] UxN = SxVdc (6)
[00化]式中：x= {a,b,c}。
[0066] 开关状态函数Sx由各支路开关的开关信号定义，该公式表示如下：
[0067]
(7)
[0068] 相电流与电网电压通过所述电流传感器和电压传感器获得的。假定采样周期为 Ts，（4)的衍生电流方程表达如下：
[0069]
8)
[0070] 从(4)式和(8)式可看出，将模型进行离散化后如下：
[0071]
(9)
[0072] 由于模型预测控制的实现需要一个开关周期的延迟，（9)式可W被修改为：
[0073]
。〇)
[0074] 式中相电流ia(k)与ie(k)可W通过传感器来测量，k+1时刻电流ia(k+l)与ie(k+ 1)、电网电压ea化+1)与ee化+1)为下一个采样时间值(从式11推算得出）Λ+1时刻电网电压 向量ea化+1)与ee化+1)可W通过二级拉格朗日内插法求得，最后将测量结果，估计值与当前 开关状态一同施加到并联逆变器，见图4(a)。
[0(J75] e(k+l) =3e 化）-3e 化-1 )+e(k_2) (11)
[0076] 当计算并联逆变器的中的预测值时，价值函数g用来评估所有的开关状态，因此， 开关状态在下一个采样周期开始时被应用到并联逆变器中。电压矢量在W如图3的电压矢 量中选择。
[0077] 传统预测控制选择电压矢量时，一般W最小的成本函数的变量作为参考值，在传 统的预测控制中价值函数g表示为：
[007引 g = f(i*化+1) ,i(k+l)) (12)
[0079] 式（12)中f (巧k+l)，Kk+l))用来追踪参考电流巧k+1)，通过计算函数g的最小值 W选择开关状态。
[0080] 传统价值函数如下所示：
[0081] g= I id*化+1 )-ia化+1) I+ip*化+1 )-ip化+1) I (13)
[0082] 式中ic^与i/分别为参考电流矢量勺实部虚部，ia与ie分别为电流矢量的实部与 虚部。
[0083] 在预测控制策略中需要对k+1时刻的电流参考值进行估计，估计值可W通过二阶 外推得到，表达式如下：
[0084] i*(k+l) = 3i*(k)-3i* 化-l)+i* 化-2) (14)
[0085] 最优矢量的选择需要强大的计算能力和实时数字控制系统。使用预测电流控制寻 找最优矢量时，每个周期需要计算8次，价值函数g也需要计算8次，预测控制算法在每次循 环中执行一次。应用在逆变器上的传统预测控制算法流程图如图4(a)。
[0086] 为了解决上述问题，本发明使用改进的控制方法应用于并联逆变器两台逆变 器并联为例）。动态方程（15)用于找到最优矢量，然后计算预期最优矢量和所有8个可用向 量之间的距离W得到最优矢量，运种方法能够减少运行次数，更快获得预期的最优矢量。应 用在逆变器上的改进预测控制算法流程图如图4(b)所示。改进后，式(10)可被转化为：
[0087]
(巧
[0088] 改进后，价值函数如下所示：
[0089] g= I ua化+1 )-Ua I +1 up(k+l )-ι?β I (16)
[0090] 式中Ua与ue为对应图3中描述不同矢量下的α，β轴的值
[0091] 本发明中，在Ξ相静止坐标系的并联逆变器的平均模型可W转换成同步旋转参考 系下模型：
[0096] 式中izi代表模块i中的ZSCCs，i = 1，2。
[0097] 对于单个逆变器，不存在ZSCCs，然而，在两个并联的逆变器中，环路路径将产生 ZSCCsdZSCCs大小相同方向相反，如下。
[009引 iz = izi = -iz2 (21)
[0099] 两个Ξ相逆变器并联时由于形成环流通路因此产生ZSCCs。因为很难直接单独控 制环流，因此环流可W通过控制ZSCCs被抑制。因为在零轴为并联逆变器中的无阻尼回路 (仅包含电感和很小的电阻)而使ZSCCs变得非常大。因此，可W通过控制停留在某一矢量的 时间从而抑制ZSCCs。
[0100] ZSCCs主要是受并联逆变器中每个PWM周期的零矢量影响。PWM图形和环流之间的 关系示于表1，逆变器的8种开关状态V0~V7如图3。如表1所示，V'表示ZSCCs与输出电流同 向/表示ZSCCs与输出电流反向。数字越大，ZSCCs越大。
[0101] 表一开关状态与环流的关系
[0102]
[0103] 另外，矢量的分布不影响交流侧电流和直流母线电压，运表明，控制零矢量VO和V7 可W控制占空比，从而控制ZSCCs。因此，实时调整冗余开关状态可W实现对ZSCCs的控制。
[0104] 在本发明中，ZSCCs算法分为两种情况：izi〉0和iz^O,设电流向右为正，相反为负。
[0105] l)izi〉0.
[0106] 如果izi〉0,冗余开关状态选择VO(OOO)用于预测控制的下一个采样时间W抑制 ZSCCso
[0107] 在预测控制中开关状态的停留时间如下，在开关状态V7(lll)上的停留时间变为 零，并且在开关状态V0 (000)上的停留时间变为Ts。相应的，第一台逆变器中izi的幅度减小。 运种方法不影响输出相电流，因为其它开关状态的停留时间不变且零开关状态产生相同的 交流输出线电压电压。
[010引如果iz2〉0,则可W同样使用本发明提出的预测控制方案抑制ZSCCs。
[0109] 2)izi<0.
[0110] 如果iz^O,则在预测控制中冗余开关状态V7(lll)可W抑制ZSCCs。在运种情况下， 第一台逆变器中izi的幅度减小。由于零矢量不影响矢量合成，逆变器的输出电流不受影响。
[0111] 如果iz2<0,则可W同样使用本发明提出的预测控制方案抑制ZSCCs。
[0112] 用所提出的预测控制算法抑制ZSCCs和跟踪电流的流程图如图5所示。
[0113] 首先，通过电流传感器对零序环流izi采样。然后通过实时控制零矢量来抑制izi， 详细描述见图6。所提出的通过改变零矢量的预测控制包含其他矢量的信息，运些可W被转 换为改进的零矢量占空比。因此，即使具有不同的滤波电感，电流和死区时间，预测控制可 W 抑制ZSCCs。
[0114] 注意，当并联逆变器的开关频率不同时，所提出方法的有效性将不会受到影响，因 为本方法只通过改变零矢量调整矢量的占空比。对于第二台逆变器，可W同样用预测控制 策略抑制ZSCCs,所提出的方法可W扩展到N台逆变器并联的系统，N台逆变器并联系统的控 审晚略如图6所示。其他N-1台并联逆变器使用同样的控制策略来抑制ZSCCs,运表明跟踪电 流与抑制ZSCCs可通过该策略被解禪。因此，本发明提出改进的预测控制可W用来处理禪合 问题。首先，为得到可W跟踪电流的最优矢量计算预期最优矢量与所有8个可用矢量的差。 其次，该方法采用冗余零开关状态抑制ZSCCs，所选零矢量用于下一采样周期。使用运种方 法，可W同时实现对电流的跟踪和ZSCCs抑制。
[0115] 下面通过仿真结果加 W证明。
[0116] 在所述并联逆变器平台上进行实验验证，实验参数示于表1I中。
[0117] 表二实验参数
[011 引
[0119]
[0120] 图7为不对零序环流进行控制和对零序环流控制的实验波形。两台并联逆变器的 参数如下:Li = L2 = 8恤，idi*=id2* = 5A。如图7所示，当两台逆变器的电流与电感分别相同时 ZSCCs幅值约为5A，逆变器的电流与电感差异很小时也会产生相当大的ZSCCs。而通过预测 控制策略可W减小ZSCCs，且运用控制器后电流波形也有很好的效果。
[0121] 图8展现了逆变器分别具有相同的参考电流和不同的滤波电感实验波形。两个并 联逆变器的参数分别为1^1 = 8恤，L2= 10恤和idi* = id2* = 5A。可W看出，如果不对ZSCCs进行 控制则相电流会产生失真现象。使用所述预测控制策略对ZSCCs进行控制之后，电流波形的 质量优于在两逆变器滤波电感相等时的波形质量。
[0122] 图9表示出了具有不同的参考电流和相同滤波电感的实验波形。两个并联逆变器 的参数为レ = L2 = 8mH和idi^ = 8A，id2^ = 5A。当并联逆变器不使用ZSCCs控制时相电流失真。 当使用本发明所提出的预测控制策略抑制ZSCCs后，ZSCCs被抑制且相电流不再失真。
[0123] 图10给出了两台逆变器具有不同参考电流和不同滤波电感的实验波形。两个并联 逆变器的参数分别为b = 8恤，L2=10恤和idi* = 8A，id2* = 5A。由于1^1和1^2相差很大，ZSCCs的 振幅约为6A。此时用所提预测控制策略抑制ZSCCs仍能得到较好效果，且电流质量也得到改 善。
[0124] 图11(a)给出了当两个并联逆变器的参数为b = L2 = 8mH和idi* = 5A，id2* = 5A时，使 用本发明所提方法前后的实验结果。图11(b)示出了当两个并联逆变器的参数是^ = L2 = 8mH和idl^ = 8A，id2^ = 5A时，使用本发明所提方法前后的实验结果。图ll(a)(b)给出了使用 本发明所提方法前后的输出相电流和ZSCCs。使用所提方法之前，输出相电流由ZSCC引起的 低次谐波造成失真，使用所提方法之后，ZSCC被减轻且相电流的失真也被消除。滤波电感不 同时的结果与上述相同。
[0125] 本发明通过控制逆变器中的IGBT开关状态，实现逆变器并联系统随时架构重组， 赋予逆变器并联架构随时并联/切除逆变器的功能，即在逆变器并联系统工作的情况下，N 台逆变器可随意并联或切断w与负载配合，提高系统整体效率。
[0126]上述虽然结合附图对本发明的【具体实施方式】进行了描述，但并非对本发明保护范 围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不 需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围W内。
【主权项】
1. 一种可进行架构重组的并联逆变器系统，其特征是:包括输入电源，输入电源两端并 联有电容，电容两端连接有多台逆变器； 每台逆变器包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对 称，至少包括一个开关管，每相桥臂的中性点经滤波器连接后并网。2. 如权利要求1所述的一种可进行架构重组的并联逆变器系统，其特征是:所述逆变器 为两电平三相逆变器。3. -种用于如权利要求1-2中任一项所述的系统的模型预测控制方法，其特征是:包括 以下步骤： (1) 采集三相电网电压以及并网电流实时信号； (2) 对采集的信号和并联逆变器系统模型进行三相静止坐标到两相静止αβ坐标的变 换，并求取逆变器的输出电流、电压矢量预测模型，对输出电流、电压进行估计，得到矢量估 计值； (3) 计算电流矢量估计值与输出电流的差值以及电压矢量估计值与输出电压的差值， 确定逆变器的最优有效电压矢量； (4) 采用冗余零开关状态抑制零序循环电流，所选零矢量用于下一采样周期，实现对电 流的跟踪。4. 如权利要求3所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(2)中，逆变器模型在三 相静止坐标下的表达式由电网相电压、电网侧电流、并网端与直流端中点之间电压、交流侧 的滤波电感器、交流侧的回路电阻和交流侧的回路电阻确定。5. 如权利要求3所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(2)中，求取逆变器输出 电压、电流矢量的具体步骤： 步骤(2.1):将实时采集三相电网的电压以及并网电流信号进行变换，得到同步两相静 止αβ坐标系下的三相电网的电压以及并网电流信号； 步骤(2.2):根据步骤(2.1)中获取的两相静止αβ坐标系下的三相电网的电压以及并网 电流信号，将三相静止坐标下的逆变器模型转化为两相静止αβ坐标系下的逆变器模型，进 而获取逆变器输出电压矢量。6. 如权利要求5所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(2.2)中，两相静止αβ坐 标系下逆变器模型的数学表达式由k时刻并网电流的采样值、下一时刻并网电压的估计值、 下一时刻可能的逆变器输出电压、采样时间和下一时刻并网电流的预测值确定。7. 如权利要求5所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(2.2)中，下一时刻并网 电压的估计值通过二级拉格朗日内插法求得。8. 如权利要求3所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(3)中，将估计值与当前 开关状态一同施加到并联逆变器，利用价值函数评估所有的开关状态。9. 如权利要求3所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(3)中，选择最优有效电 压矢量时构建价值函数，所述价值函数为α，β轴下一时刻的逆变器输出电压预测值与此时 的电压值差值的绝对值之和，通过其最小值来选择开关状态。10. 如权利要求3所述的模型预测控制方法，其特征是:所述步骤(4)中，在三相静止坐 标系的并联逆变器的平均模型转换为同步旋转参考系下的模型，以表示零序循环电流。
【文档编号】H02J3/38GK105870969SQ201610334828
【公开日】2016年8月17日
【申请日】2016年5月19日
【发明人】陈阿莲, 袁鲍蕾, 张子成, 邢相洋, 张承慧
【申请人】山东大学