专利名称：声表面波滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无线通信器材的高频电路、中频电路等所用的声表面波滤波器。
背景技术：
对于象近年关注的CDMA方式移动电话所用的IF(中频)滤波器，需要相对较宽的通带，而且通带内相位特性其平坦性重要的滤波器来说，适合采用可独立设计振幅特性和相位特性的横向式声表面波滤波器(以下称为SAW滤波器)。
以下说明利用现有的单向电极的横向式SAW滤波器。
图30是利用现有的单向电极的横向式SAW滤波器的俯视图。图30中，通过在单晶压电基板301上形成输入、输出用叉指式换能器电极(以下称为IDT电极)，可激励声表面波。通过在压电基板301上与输入IDT电极302设有规定距离形成输出IDT电极303，来形成横向式SAW滤波器。
如上所述构成的SAW滤波器，可通过抽去电极302、303的电极指进行种种加权，来确定滤波器的频率特性。现有技术中，靠这样在较宽频带内实现通带内具有平坦的滤波特性，和通带附近具有优异的衰减特性。
近年来，进入便携终端小型化和轻质化时代，随之要求IF频段的SAW滤波器也要小型化。但要在上述横向式SAW滤波器中得到通带附近所具有的陡急衰减特性，需要在输入、输出用IDT电极上充分加权，所以存在电极长度较长，难以小型化这种问题。此外，还有无法充分加权而得不到所需特性这种问题。
对于SAW变换器的电极构造，美国专利U.S.Pat.No.6,011,344揭示了一种在压电基板上错开1/2波长构成2个变换器、并将2个SAW变换器的电极并联连接的结构。该结构设法对现有的DART类型的变换器在提高输入、输出阻抗方面进行改善，但在减小SAW滤波器本身尺寸方面没有效果。
而日本专利申请特开2000-77974号公报揭示了一种在压电基板上具有第一和第二波道的SAW滤波器(以下称为2波道滤波器)。上述2波道滤波器构成为使第一波道和第二波道的相位特性在通带内同相，在通带外反相。上述2波道滤波器可获得一种具有陡急的频带特性、并且为小型的SAW滤波器，但存在通带内的特性缺乏平坦性这一问题。
因此，本发明其目的在于，提供一种即便做到小型化，通带也能加宽，其特性在通带内较为平坦，同时通带附近具有陡急的衰减特性的SAW滤波器。
发明概述本发明的SAW滤波器，具有至少2个滤波道，该滤波道在压电基板上至少具有2个IDT电极用于输入和输出用途。另外，本发明的SAW滤波器，是一将其中一个滤波道的输入IDT电极与另一滤波道的输入IDT电极并联连接，其中一个滤波道的输出IDT电极与另一滤波道的输出IDT电极并联连接的滤波器。本发明的SAW滤波器，其特征在于，上述2个滤波道其传递函数的最大值下降3dB的频率值基本一致。上述2个滤波道其传递函数的相位关系，在通带内基本上同相，在通带外基本上反相。利用本发明的构成，可提供一种小型，且具有较宽的通带，在通带外具有陡急的衰减特性的SAW滤波器。
附图简要说明图1是本发明实施例1中SAW滤波器的俯视图，图2A是图1所示的SAW滤波器的振幅特性曲线图，图2B是图1所示的SAW滤波器的相位特性曲线图，图3是本发明另一实施例中SAW滤波器的俯视图，图4是本发明第二实施例中SAW滤波器的俯视图，图5是图4中SAW滤波器的IDT电极的局部放大俯视图，图6是本发明实施例3中SAW滤波器的俯视图，图7是图4所示的SAW滤波器的特性曲线图，图8是现有SAW滤波器的特性曲线图，图9是图6所示的SAW滤波器的特性曲线图，图10是本发明另一实施例中SAW滤波器的俯视图，图11是本发明另一实施例中SAW滤波器的俯视图，图12是本发明另一实施例中SAW滤波器的俯视图，图13是本发明实施例4中SAW滤波器的俯视图，图14是图13中主要部分放大俯视图，图15A是本发明实施例4中SAW滤波器其传播方向性较强方向的电机-机械变换特性图，图15B是本发明实施例4中SAW滤波器其传播方向性较弱方向的电机-机械变换特性图，图16A是对比例中SAW滤波器其传播方向性较强方向的电机-机械变换特性图，图16B是对比例中SAW滤波器其传播方向性较弱方向的电机-机械变换特性图，图17是本发明实施例中线宽比例和α+β之间的关系图，图18是本发明实施例6中SAW滤波器的俯视图，图19是图18中主要部分放大俯视图，图20A是本发明实施例5中SAW滤波器其传播方向性较强方向的电机-机械变换特性图，图20B是本发明实施例5中SAW滤波器其传播方向性较弱方向的电机-机械变换特性图，图21A是对比例中SAW滤波器其传播方向性较强方向的电机-机械变换特性图，图21B是对比例中SAW滤波器其传播方向性较弱方向的电机-机械变换特性图，图22是本发明实施例6中线宽比例和α之间的关系图，图23是本发明实施例6中线宽比例和β之间的关系图，图24是本发明实施例7中滤波道的俯视图，图25是图24中主要部分放大俯视图，图26是图24所示的滤波道的特性曲线图，图27是对比例滤波道的特性曲线图，图28是本发明实施例8中SAW滤波器的俯视图，图29A是图1所示的SAW滤波器的振幅特性曲线图，图29B是图1所示的SAW滤波器的相位特性曲线图，图30是现有的SAW滤波器的俯视图。
发明实施例以下参照
本发明实施例。另外，SAW滤波器的俯视图中对每-滤波道用虚线框出，以便更清楚地了解滤波道的构成。
(实施例1)图1是本发明实施例1中SAW滤波器的俯视图。如图1所示，在利用28°～42°旋转γ切割的水晶基板所形成的压电基板11上，构成为第一滤波道12和第二滤波道13并联。第一滤波道12由输入IDT电极14和输出IDT电极15构成。同样，第二滤波道13由输入IDT电极16和输出IDT电极17构成。
而且，将第一滤波道12的输入IDT电极14和第二滤波道13的输入IDT电极16并联连接。同样，将第一滤波道12的输出IDT电极15和第二滤波道13的输出IDT电极17并联连接。
下面对于如上所述构成的SAW滤波器说明其运作。
图2A示出图1中第一滤波道12的振幅特性21和第二滤波道13的振幅特性22，图2B示出图1中第一滤波道12的相位特性23和第二滤波道13的相位特性24。
如图2B所示，本实施例中，第一滤波道12和第二滤波道13的通带内的相位差基本上为0°，即基本上同相。
另外，这里所说的基本上同相，是指相位差在-50°～+50°范围内，最好是-20°～+20°范围内。
如图2A所示，第一滤波道12的振幅特性21具有2个峰值和较宽的通带，但中心频率附近有较大的接入损耗。而第二滤波道13的振幅特性22在中心频率附近具有峰值，接入损耗较低，但通带宽度较窄。
本实施例中，第一滤波道12和第二滤波道13在通带内基本上同相，因此通过将它们并联连接，可获得平坦、宽幅的通带。
另一方面，通带外，第一滤波道12和第二滤波道13的相位差基本为180°，即反相。基本为180°的相位差，是指在130°～230°范围，最好是160°～200°范围的相位差。
如根据图2A判断的那样，不论第一滤波道12的振幅特性21还是第二滤波道13的振幅特性22，均未将通带外的杂散信号电平抑制到这种程度。而且，各自的杂散信号峰值无频率差。但在本实施例中，第一滤波道12和第二滤波道13在通带外基本反相，杂散信号电平基本相同，因此第一滤波道12的杂散信号和第二滤波道13的杂散信号抵消。结果可在通带外获得较大的衰减量。
此外，本发明中为了获得一具有平坦、宽幅的通带的声表面波滤波器，如图2A中A点、B点所示，第一和第二滤波道12、13的振幅特性21、22最好是与各自的滤波道传递函数最大值相比降低3dB数值的频率基本保持一致。
上述2个滤波道在衰减量一致的频率处衰减量大于3dB，或者在较小场合通带在通带两端部位的衰减量变大，或是会产生波动使频带内的平坦性变差。
这样，使第一滤波道12和第二滤波道13的相对相位关系在通带内基本同相，在通带外反相，而且构成为与各自的滤波道的最大衰减量数值相比基本降低3dB数值的频率基本上保持一致，从而可获得具有平坦、宽幅的通带，并且通带外衰减量优异的SAW滤波器。
按照本实施例的SAW滤波器构成，与采用现有技术形成具有同等滤波特性的SAW滤波器的情形相比，可缩短输入、输出IDT电极长。因此，与现有技术的SAW滤波器相比，可大幅减小SAW滤波器尺寸。而且，本实施例的SAW滤波器具有平坦、宽幅的通带，并且通带外的衰减特性陡急。
(实施例2)图3是本实施例中SAW滤波器的俯视图。本实施例的SAW滤波器与实施例1相同，是一种在压电基板31上形成了具有输入、输出IDT电极34、35、36、37的第一滤波道32和第二滤波道33的SAW滤波器。而且，第一和第二滤波道32、33的振幅和相位特性与实施例1相同。
与实施例1不同之处在于，将所谓EWC-SPUDT(电极宽度控制的单相单向性换能器)的单向电极用作电极34、35、36、37。具体来说，将电极34、35、36、37按声表面波波长λ区分时，设有一根λ/4宽度的电极指和两根λ/8宽度的电极指这样共计三根电极指所在的区域。图3中输入IDT电极34、36做成具有右取向的方向性，输出IDT电极35、37具有左取向的方向性。而且，第一和第二滤波道32、33的各个电极与实施例1同样连接，同时使第一和第二滤波道的相对相位关系在通带内基本同相，在通带外基本反相。
利用本实施例构成，可具有平坦、宽幅的通带，不仅通带外衰减量优异，而且接入损耗也减小。这种效果是因为第一和第二滤波道32、33中声表面波激励中心和反射中心呈非对称关系，使双向性损耗减少的缘故。
而且，象这样电极34、35、36、37具有单向性的场合，通过使金属化比[λ范围内的电极指宽度总和/λ]为0.45～0.65，最好为0.5～0.6，可有效地减小接入损耗，并抑制通带内的波动。而且，若金属化比小于0.45，电极指的线宽便变小，电阻损耗便增大。反之大于0.65，电极指间便变窄，而难以形成电极指。
此外，用以铝为主要成分的金属形成输入、输出IDT电极的场合，可通过使得电极指膜厚h与声表面波波长λ之间的膜厚比(h/λ)为0.005～0.035，来减小接入损耗，并抑制通带内波动。
(实施例3)图4是实施例3中SAW滤波器的俯视图。
本实施例中，构成压电基板41上形成的第一滤波道42和第二滤波道43的输入、输出IDT电极44、45、46和47做成称为R-SPUDT(谐振SPUDT)的电极构成。该电极构成与实施例2相同，也是将电极44、45、46、47按声表面波波长λ区分时，具有一根λ/4宽度的电极指和两根λ/8宽度的电极指这样共计三根电极指所在的区域。而且，第一和第二滤波道42、43的振幅和相位特性与实施例1相同。
图5中，箭头表示的是虚线框出的各区域A、B、C的方向性。区域A和C在附图的右取向上赋予单向性，而区域B则在相反方向即附图的左取向上赋予单向性。对于输入IDT电极46整体来说，便为在附图的右取向上赋予单向性。
其他电极44、45、47也是靠相同构成具有单向性，但各个滤波道42、43中，电极44和电极45、电极46和电极47的方向性相向。
实施例2中，一个IDT电极不论哪一区域都具有相同方向性。与此不同，就R-SPUDT来说，一个IDT电极内通过对部分区域赋予与其他区域相反的方向性，便会在IDT电极内形成谐振腔。
因而，与实施例2相比，可进一步缩短IDT电极长度，使SAW滤波器进一步小型化。
图7示出的是图4所示的SAW滤波器的特性。而且，为了比较还在图8中示出现有的SAW滤波器的特性。由此可知，尽管本实施例SAW滤波器与现有SAW滤波器相比，面积比减小30％，却具有平坦的通带，而且通带附近的衰减特性优异。此外，接入损耗也可减小。而且，对接入损耗进行测定的结果，本实施例为11.0dB，而现有例为15.0dB，接入损耗与现有产品相比要小4dB。就-5dB频带宽度来说，本实施例中为1.35MHz，现有例中为1.30MHz。
(实施例4)图6为实施例4中SAW滤波器的俯视图。本实施例与实施例3不同之处在于，图6中赋予方向性的第一和第二滤波道62、63由每一波长内电极指数目为4根的输入、输出IDT电极64、65、66、67构成。此外，另一不同之处在于，由2根不同宽度的电极指形成电极指对，并且使电极指对互相相对(例如图6中的64a和64b)。与此不同，实施例2中在压电基板61上传输的声表面波，其每一波长内的电极指数目为3根。
令电极指宽度细的电极指线宽为L1，电极指宽度粗的电极指线宽为L2，两者之比为线宽比(L2/L1)时，使L2/L1大于1，最好在1.4～3.6范围内。利用此构成，可使SAW滤波器接入损耗为最小。这样，可通过优化L2/L1，获得一种控制声表面波的方向性，抑制因不够充分的方向性或相反因过度的方向性等引起的通带内的波动，使通带特性在平坦性方面优异的SAW滤波器。
另一方面，所谓L2/L1值大，就会使较细的电极指线宽L1变细。若使L1太细的话，在制造工艺方面便很难高精度制造，而且电极指处的电阻损耗增大，因而，实用方面，即便加大L2/L1，也最好为3.6大小。
而且，L2/L1的优化值在电极指数目、电极指膜厚方面有所不同，因而采用构成不同的输入、输出IDT电极时，通过改变L2/L1值还可减小接入损耗。
若采用本实施例的输入、输出IDT电极，便使得声表面波的励振效率提高。或是可以降低输入、输出IDT电极的阻抗。可利用这些效应来获得接入损耗少的SAW滤波器。
而且，图9示出本实施例SAW滤波器的特性。将图9所示的特性与图7所示的特性相比的话，便可知道，中心频率(f0)的接入损耗(9.5dB)与图7所示SAW滤波器的接入损耗(11.0dB)相比小约1.5dB，在降低接入损耗方面很有效。就-5dB频带宽度来说，不论哪种都是1.35MHz。
(实施例5)图13是实施例4中滤波道的俯视图，相当于实施例1～4中的一个滤波道。图14是图13中主要部分的放大俯视图。
如图13所示，在压电基板131上具有输入IDT电极136、输出IDT电极137，输入、输出IDT电极136、137由分别互相相对的电极指对132a、132b以及133a、133b和连接它们的引出电极134a、134b以及135a、135b构成。而且，如图14放大图示的那样，电极指对132a、132b、133a、133b分别由具有不同线宽的2根电极指构成，并分别形成为位于声表面波一波长λ的1/2区域。
电极136、137是采用铝或铝合金形成的电极。电极136、137的线宽比大于1.0，最好为1.4～3.6。
图14中，虚线是按λ/2划分电极136时的分界线138、139。而且，该边界线138、139间为区域A。
该区域A中，令电极指对132b的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值为γ，电极指对132b的细电极指和分界线138间的距离按λ/16标准化后的数值为α，电极指对132b的粗电极指和分界线139间的距离按λ/16标准化后的数值为β，便成立γ＞α+β。
电极136的其他电极指对132a、电极137的电极指对133a、133b也同样构成。只是电极136、137的方向性相对。
图15A中示出该滤波道中方向性较强的那种电气-机械变换特性，图15B示出方向性较弱的那种电气-机械变换特性。另外，电极136、137分别具有100对线宽不同的电极指对，膜厚比为0.015，线宽比为3,α=β=0.41,γ=2。
而且，还在图16A中示出除了α=β=1,γ=2以外其他均为相同构成的滤波道其方向性较强的那种电气-机械变换特性，在图16B中示出方向性较弱的那种电气-机械变换特性，用于比较。
将图15和图16比较可知，本实施例的那种对称性较优异，因而可进一步减小通带内的波动，在通带外增大衰减量。
所以，可通过如实施例1至4所示将图13所示构成的滤波道在同一压电基板上并联连接，形成相对相位关系在通带内基本同相、在通带外基本反相这种SAW滤波器，来减小通带内的波动，增大通带外的衰减量。这种场合，2个滤波道的振幅特性与实施例1相同。
图17中示出采用28°～42°旋转Y切割的水晶基板作为压电基板131，中心频率为110MHz，电极指对为100对场合，其膜厚比为0.005、0.010、0.015、0.020、0.030，γ=2时α+β的最佳值。参见该图可知，线宽比大于1时，α+β的最佳值必然小于γ。
(实施例6)图18为实施例6中滤波道的俯视图，图19为该滤波道主要部分的放大俯视图。本实施例的SAW滤波器由压电基板141上形成的输入IDT电极146、输出IDT电极147、电极指对142a、142b和143a、143b和将它们连接的引出电极144a、144b和145a、145b构成。电极146、147的线宽比大于1.0，最好是1.4～3.6。
而且，电极指对142a、142b、143a、143b混有分别具有不同线宽的2根电极指构成的电极指对和具有相同线宽的2根电极指构成的电极指对。电极指对142a、142b、143a、143b分别位于声表面波的-波长λ的1/2区域。此外，电极146、147采用铝或铝合金形成。
图19详细示出这样构成的SAW滤波器其电极指对142a、142b、143a、143b的线宽关系。
图19中虚线是按λ/2划分电极146时的分界线148、149、150。令分界线148和149间为区域A，分界线149和150间为区域B。电极指对142a、142b形成为分别位于区域A、B。
区域B中，令电极指对142a的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值为γ，电极指对142a的细电极指和分界线149间的距离按λ/16标准化后的数值为α，电极指对142a的粗电极指和分界线150间的距离按λ/16标准化后的数值为β，便成立γ＞α+β，且α＜β。
电极146的其他电极指对142a也是同样构成，电极147与电极146相同构成，电极146、147的方向性相对。
图20A示出该滤波道其方向性较强的那种电气-机械变换特性，图20B示出方向性较弱的那种电气-机械变换特性。另外，电极146、147分别由50对线宽不同的电极指对和40对相同线宽的电极指对组成，膜厚比为0.015，线宽比为3,α=0.15,β=0.67,γ=2 。
而且，还在图21A中示出除了α=β=0.41,γ=2以外其他均为相同构成的滤波道其方向性较强的那种电气-机械变换特性，在图21B中示出方向性较弱的那种电气-机械变换特性，用于比较。
将图20和图21比较可知，混有线宽不同的电极指对和相同线宽的电极指对时，通过γ＞α+β且α＜β，便使对称性得到进一步优化，可减小通带内波动，增大通带外衰减量。
而且，图22、图23中采用28°～42°旋转Y切割的水晶基板作为压电基板141，中心频率为110MHz，其具有的输入、输出IDT电极由50对线宽不同的电极指对、40对相同线宽的电极指对组成的滤波道在同-压电基板上连接形成的SAW滤波器，示出的是膜厚比0.005、0.010、0.015、0.020、0.030,γ=2场合的α、β最佳值。参见这可知，线宽比大于1时，成立γ＞α+β且α＜β这种关系。
(实施例7)图24是本实施例7中滤波道的俯视图，图25是图24主要部分的放大俯视图。
如图24所示，压电基板241上在声表面波传播方向上设规定间隔来形成以铝为主要成分的输入IDT电极246、输出IDT电极247。电极246、247是形成了电极指对242a、242b以及243a、243b和连接它们的引出电极244a、244b以及245a、245b的。而且，电极指对242a、242b以及243a、243b由不同线宽的2根电极指构成。
此外，电极246、247做成其方向性相对。
而且，如图25所示，按声表面波波长λ的1/2为单位对电极划分时的区域A、区域B中分别存在电极指对242a、242b。而且，令电极指对242a、242b的细线宽电极指的线宽为L1，粗线宽电极指的线宽为L2，便设法使线宽比(L2/L1)大于1，最好为1.4～3.6。而且，形成为电极246中区域A、区域B交替存在。令该区域A、B的分界线为251、252、253，电极指对242a、242b的细线宽电极指与分界线251、252之间的距离按λ/16标准化后的数值分别为α1、α2，细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值分别为γ1、γ2，粗电极指与分界线252、253之间的距离按λ/16标准化后的数值分别为β1、β2。此外，形成为如膜厚比(令输入IDT电极246膜厚为h和声表面波波长为λ时的h/λ)0.015，线宽比2,α1=β1=0,γ1=4,α2=β2=1.5,γ2=1，具体来说，如γ1＞α1+β1,γ2≤α2+β2。
电极247也是与电极246相同的构成。
图26示出该滤波道的电气-机械变换特性。而且，图27还示出除了形成为如α1=β1=α2=β2=0.75、γ1=γ2=2.5、即γ1＞α1+β1、γ2＞α2+β2以外相同构成的滤波道(相当于实施例5)的电气-机械变换特性，用于比较。
将本实施例(图26)与实施例5(图27)相比较的话，在通带内，电气-机械变换特性的方向性强的那种和弱的那种之差(以下称为“方向性”)在通带内被平均化，因而群延迟时间在通带内的变动也小，具体来说可减小波动。
也就是说，由不同线宽的电极指对242a、242b、243a、243b构成输入、输出IDT电极时，可通过做成如γ1＞α1+β1,γ2≤α2+β2那样，使得通带内的平坦性进-步提高。
另外，虽然一个IDT电极当中不需要使区域A和区域B交替存在，但通过交替存在来控制声表面波的单向性，抑制因不够充分的方向性或因过度的方向性等造成的通带内的波动，从而使通带内的平坦性得到进一步优化。
此外，通过在一个IDT电极当中使区域A和区域B基本上按相同数目存在，来控制声表面波的单向性，抑制因不够充分的方向性或因过度的方向性等造成的通带内的波动，从而使通带内的平坦性得到优化。
再者，上述实施例中，由于电极246、247形成为相同构成，因而具有相同的线宽比，但电极246、247构成不同时，通过改变线宽比并使之分别为最佳值，来控制声表面波的单向性，抑制因不够充分的方向性或因过度的方向性等造成的通带内的波动，从而使通带内的平坦性得到优化。不论哪一种场合，都可以通过使电极246、247的线宽比大于1，最好为1.4～3.6，来减小接入损耗。
(实施例8)图28是本实施例8中SAW滤波器的俯视图。如图28所示，在用28°～42°旋转Y切割的水晶基板所形成的压电基板281上，并联构成有第一滤波道282和第二滤波道283。第一滤波道282具有输入IDT电极284和输出IDT电极285。同样，第二滤波道283具有输入IDT电极286和输出IDT电极287。
而且，将第一滤波道282的电极284与第二滤波道283的电极286并联连接，并且第一滤波道282的电极285与第二滤波道283的电极287并联连接。
以下对如上所述构成的SAW滤波器说明其动作。
图29A示出图1中第一滤波道282的振幅特性291和第二滤波道282的振幅特性292，图29B示出图28中第一滤波道282的相位特性293和第二滤波道283的相位特性294。
如图29B所示，通带内第一滤波道282和第二滤波道283间的相位差基本为0°，即基本同相。所谓基本同相，是指在-50°～+50°范围，最好是-20°～+20°范围内的相位差。
而且，通带外第一滤波道282和第二滤波道283间的相位差基本为180°，即基本反相。所谓基本反相，是指在130°～230°范围，最好160°～200°范围内的相位差。
而且，如图29A所示，第一滤波道282的振幅特性291衰减量大但具有较宽的通带。另一方面，第二滤波道283的振幅特性292则为衰减量小但通带较窄。因而，第一滤波道282和第二滤波道283在通带内基本同相，因此，可通过将它们并联电连接，获得平坦、宽幅的通带。
而且，第一滤波道282的振幅特性291和第二滤波道283的振幅特性292，均未将通带外的杂散信号电平抑制到这种程度。此外，对各个杂散信号来说，峰值频率没有差异，基本相同。但第一滤波道282和第二滤波道283在通带外基本反相位，因此第一滤波道282的杂散信号和第二滤波道283的杂散信号抵消。因而通带外可获得较大的衰减量。
这样，可通过使具有如图29A所示振幅特性291、292的第一滤波道282和第二滤波道283的相对相位关系在通带内基本同相，在通带外基本反相，来获得具有平坦、宽幅的通带，并且通带外衰减量优异的SAW滤波器。
另外，本实施例中还可通过使电极284、285、286、287为实施例2至7所示的构造，分别获得同样的效果。这时，第一滤波道282的振幅特性是衰减量大但具有较宽通带的那种，而第二滤波道283的振幅特性是衰减量小但通带较窄的。此外，第一和第二滤波道282、283均在通带内平坦性方面较优异。
上述说明还包含、记载以下本发明要点。
(1)为了获得平坦、宽幅的通带，并且通带外衰减量优异的SAW滤波器，第一和第二滤波道其振幅特性的相关关系最好是图2A所示的那种或者是图29A所示形状。
(2)第一、第二滤波道的相位差，虽然需要通带附近的衰减特性在所求出的频率区域中基本反相，但在远离通带的频率区域，即便不反相，也可利用第一和第二滤波道的振幅特性来获得充分的衰减特性。
(3)本实施例的SAW滤波器与具有同等滤波特性的现有SAW滤波器相比，输入、输出IDT电极长度较短，可大幅度地小型化。所以，可对便携电话等通信器材的小型化作出贡献。
(4)本实施例的SAW滤波器，根据需要设置吸音材料等也可获得相同效果。
(5)上述实施例中，输入、输出端子做成平衡式，但图10所示那种非平衡式或图11所示那种其中一种端子为平衡式、另一种端子为非平衡式情形，也可获得相同效果。
如图10中输入、输出IDT电极104、105、106、107和图11中输入、输出IDT电极114、115、116、117采用单向电极或抽去并加权的输入、输出IDT电极情形，从抑制寄生电容、降低损耗、加大衰减量这些方面来看，使赋予反射器电极或声速调整用伪电极的电极指一侧端子接地的方法较为理想。
(6)上述各实施例中，如图1所示，是由迂回电极将第一滤波道12与第二滤波道13并联连接的。但如图12所示，压电基板121上即便将第一滤波道122的输入IDT电极124与第二滤波道123的输入IDT电极126连接，并且第一滤波道122的输出IDT电极125与第二滤波道123的输出IDT电极127直接连接，也可获得相同效果。可通过这样构成，使交叉宽度方向的长度变短，可使SAW滤波器进一步小型化，同时减小迂回电极造成的电阻损耗，接入损耗也可减小。
(7)采用水晶作为压电基板时，其频移便可由2次曲线表示，若考虑实用的膜厚和金属化比，最好采用28°～42°旋转Y切割的水晶基板。因此，可使顶点温度位于所用温度范围的中心附近，可减小所用温度范围内的频移。
工业实用性利用以上本发明，可提供一种具有较宽、平坦的通带且通带附近衰减量优异的、比以往更为小型的SAW滤波器。本发明的SAW滤波器适合作为小型通信器材的滤波器。
权利要求
1．一种声表面波滤波器，其特征在于，包括至少2个具有输入叉指式换能器(IDT)电极和输出IDT电极的滤波道，所述至少2个滤波道的输入IDT电极并联连接，所述至少2个滤波道的输出IDT电极并联连接，所述至少2个滤波道的相位关系在通带内基本同相，在通带外基本反相，所述至少2个滤波道的传递函数最大值降低3dB的频率数值基本一致。
2．如权利要求1所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述输入IDT电极和所述输出IDT电极当中至少之一为单向电极。
3．如权利要求2所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述单向电极内包括一具有相反传播方向性的部分。
4．如权利要求2所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述IDT电极的金属化比为0.45～0.65，其中，金属化比规定为“半波长内电极指宽度的总和/所传输的SAW的半波长”。
5．如权利要求2所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述输入IDT电极和所述输出IDT电极当中至少之一在一波长内具有4根电极指，并形成所述电极指中至少一部分具有不同线宽的电极指对，所述电极指对的细电极指宽度和粗电极指宽度之比(线宽比)大于1。
6．如权利要求5所述的声表面波滤波器，其特征在于，构成为所述输入IDT电极和所述输出IDT电极的所述线宽比不同。
7．如权利要求5所述的声表面波滤波器，其特征在于，构成为所述电极指对中各电极指间的距离满足下式γ＞α+β其中，γ构成电极指对的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；α:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中一端和电极指对当中的细电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；β:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中另一端和电极指对当中的粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值。
8．如权利要求5所述的声表面波滤波器，其特征在于，设有至少2对由线宽不同的电极指组成的电极指对，所述电极指对至少一对满足下面式(1)，其他电极指对满足式(2)，γ＞α+β(1)γα+β (2)其中，γ构成电极指对的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；α:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中一端和电极指对当中的细电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；β:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中另一端和电极指对当中的粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值。
9．如权利要求8所述的声表面波滤波器，其特征在于，满足所述式(1)和所述式(2)的电极指对其数目相同。
10．如权利要求8所述的声表面波滤波器，其特征在于，相邻的所述电极指对其中之一电极指对满足所述式(1)，另一电极指对则满足所述式(2)。
11．如权利要求2所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述电极指由以铝为主要成分的金属形成，而且电极指膜厚和声表面波波长λ之比为0.005～0.035。
12．如权利要求2所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述压电基板采用28°～42°旋转γ切割的水晶基板。
13．一种声表面波滤波器，其特征在于，包括2个具有输入叉指式换能器(IDT)电极和输出IDT电极的滤波道，所述2个滤波道的输入IDT电极并联连接，所述2个滤波道的输出IDT电极并联连接，所述2个滤波道的相位关系在通带内基本同相，在通带外基本反相，所述2个滤波道的中心频率基本一致，而且一滤波道的通带宽度大于另一滤波道的通带宽度。
14．如权利要求13所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述输入IDT电极和所述输出IDT电极当中至少之一为单向电极。
15．如权利要求14所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述单向电极内包括一具有相反传播方向性的部分。
16．如权利要求14所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述IDT电极的金属化比为0.45～0.65，其中，金属化比规定为“半波长内电极指宽度的总和/所传输的SAW的半波长”。
17．如权利要求14所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述输入IDT电极和所述输出IDT电极当中至少之一在一波长内具有4根电极指，并形成所述电极指中至少一部分具有不同线宽的电极指对，所述电极指对的细电极指宽度和粗电极指宽度之比(线宽比)大于1。
18．如权利要求17所述的声表面波滤波器，其特征在于，构成为所述输入IDT电极和所述输出IDT电极的所述线宽比不同。
19．如权利要求17所述的声表面波滤波器，其特征在于，构成为所述电极指对中各电极指间的距离满足下式γ＞α+β其中，γ构成电极指对的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；α:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中一端和电极指对当中的细电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；β:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中另一端和电极指对当中的粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值。
20．如权利要求17所述的声表面波滤波器，其特征在于，设有至少2对由线宽不同的电极指组成的电极指对，所述电极指对至少一对满足下面式(1)，其他电极指对满足式(2)，γ＞α+β(1)γ≤α+β(2)其中，γ构成电极指对的细电极指和粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；α:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中一端和电极指对当中的细电极指间的距离按λ/16标准化后的数值；β:IDT电极按λ/2为单位划分的区域其中另一端和电极指对当中的粗电极指间的距离按λ/16标准化后的数值。
21．如权利要求20所述的声表面波滤波器，其特征在于，满足所述式(1)和所述式(2)的电极指对其数目相同。
22．如权利要求20所述的声表面波滤波器，其特征在于，相邻的所述电极指对其中之一电极指对满足所述式(1)，另一电极指对则满足所述式(2)。
23．如权利要求14所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述电极指由以铝为主要成分的金属形成，而且电极指膜厚和声表面波波长λ之比为0.005～0.035。
24．如权利要求14所述的声表面波滤波器，其特征在于，所述压电基板采用28°～42°旋转γ切割的水晶基板。
全文摘要
本发明的SAW滤波器,包括压电基板,并在该压电基板上包括至少2个滤波道,该滤波道具有至少2个IDT电极用于输入和输出用途。2个滤波道的相位关系在通带内基本同相,在通带外基本反相。为了达到上述条件,一滤波道的输入IDT电极和另一滤波道的输入IDT电极并联连接,而且一滤波道的输出IDT电极和另一滤波道的输出IDT电极并联连接。此外其特征在于,上述2个滤波道其比传递函数最大值降低3dB的频率数值基本一致。可利用本发明构成,提供一种更加小型,具有宽幅的通带,并具有陡急衰减特性的SAW滤波器。
文档编号H03H9/145GK1310882SQ00801013
公开日2001年8月29日 申请日期2000年5月31日 优先权日1999年6月3日
发明者都筑茂, 井垣努, 松波贤, 西村和纪, 中村弘幸, 山田辙 申请人:松下电器产业株式会社