专利名称：具同相/正交接口接收及/或传送系统中补偿相位误差之方法及装置的制作方法
所属领域本案系为与在具有同相与正交信号处理路径的接收及/或传送系统中补偿相位误差之方法及装置有关的发明。
先前技艺在一般的数据传输系统中，特别是在行动无线电的领域中，透过较高阶的调变方法来提供较高的数据传输速度始终都是受到欢迎的。其中第二代行动无线电系统仍受到数据传输速度处于10千位/秒(kbit/s)之范围的限制，而第三代行动无线电系统，例如全球行动通讯系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)，的数据传输速度则可达到2兆位/秒(Mbit/s)的范围。
一种可达到较高资料速度的方式乃包含改变以越至较高层调控方法。一这类例子便是由行动通信全球系统(Global System for MobileCommunication，GSM)标准进一步发展至全球演进式资料速率增强技术」(Enhanced Data rates for Global Evolution，EDGE)标准，以及相关的转换已由2阶高斯小化移位键(Gaussian Minium ShiftKeying，GMSK)调变法转至8阶的8相移位键(Phase Shift Keying)调变法。
转换至较高阶调变方法将增加对于在一接收与传送系统中的同相(in the phase，I)与正交(quadrature，Q)路径中的信号处理之相位精确度的要求。该I与Q路径理想的是具有一与彼此有关而且角度几近90度的相位移。
一在GSM/UMTS标准内的传送及/或接收系统内的芯片组通常包含一基带芯片与一无线频率芯片，其中该基带芯片基带信号得以被处理以及由模拟-至-数字与由数字-至-模拟的转换得以进行的原因，而该无线频率芯片则是把接收信号由接收者频率转换成基带并且把将被传送的信号由基带转换至接收者频率。这种频率转换是用来产生(在接收系统个案中)或是结合(在传送系统的个案中)该I与Q信号成分。因此，在此转换的情形下，制造的难度将可能增加或是与环境相关成分容许量，即指定存在于I与Q路径之间存有的90度差异，将无法精确地维持。
在接收系统中的相位误差将导致接收信号的错误，其将使得接收信号的一指定信号-至-噪声的比例(signal to noise ratio，讯噪比)的位误差率发生恶化。在传送系统中，一相位误差则造成信号形的失真，其将导致传送信号的特定纯度下降。
如果所使用的是较高阶的调变字符(modulation alphabet)，那么前述效应的不利反响(repercussion)不管是在接收或是传送系统中都将增加，其原因乃在于所要求的信号侦测或是信号产生的角度精确度都是较高的。
因此本发明是以详尽提出一方法的目标为努力方向，其中该方法将使得一90度的相位误差得以在伴随着好的精确度之情形下维持在具有同相/正交信号处理路径的接收及/或传送系统中。本发明也致力于提供一种具有具同相/正交信号处理路径的接收及/或传送系统，其将伴随着好的精确度阶层而满足上述状况。
本发明的目标系藉独立项权利要求的特征来实现。
发明内容
与权利要求1的内容一致，相位校正过的I与Q信号成分乃在该I与Q信号处理路径的一数字信号处理部位中被推估。此在数字信号处理部位中的相位校正将使得I与Q信号成分的相位角得以利用精确且不受环境影响或是发生偏移的方式设定成所想要的90°相位差。
较佳地，相位校正过的I与Q信号成分乃以下列式子为基础而推估I(Δφ)Q(Δφ)=cos(Δφ/2)-sin(Δφ/2)-sin(Δφ/2)cos(Δφ/2)IQ]]>或是以此方程式的近似式子为基础，其中I与Q是包含相位误差的I与Q信号成分，而I(ΔΦ)与Q(ΔΦ)则是相位误差补偿的I与Q信号成分，而ΔΦ则是用来校正的相位误差。
计算此处所指出的旋转矩阵，那么一90°+ΔΦ的相位差将藉由计算机而被转换成想要的90°相位差。
因为一般仅需要考量相位误差ΔΦ＜10°的部分，因此一较利于补偿的方法变量乃藉权利要求3所主张之计算数值而实施。这样的好处是不需要有角度函数sin(·)与cos(·)的补偿。
用来校正的相位误差ΔΦ可由不同方式来确定。本发明的第一精进之处在于该相位误差ΔΦ的确定是由一统计方法为基础，系以在一无线频率阶级的多重性之相位误差量测基础。举例来说，相位误差ΔΦ被指定是所有在无线频率阶级的一特定集合(例如传送数量或是批量)内所量测到相位误差的平均值，以便以本发明的校正机会(correction opportunity)来建构接收及/或传送系统。以此方法所决定的相位误差ΔΦ接着便被程序化入对应的推估平均值以便执行相位校正。如果在制造或是调配无线频率阶级的过程中，一在该所出现的I与Q信号处理路径与对应的失真之标准偏差之间的预期90°相位差的系统平均偏差是比较小的，那么这个过程便是有利地。
另外，本发明方法的较佳实施的特征同样在于一用来校正的相位误差ΔΦ的数值系由量测在特定无线频率阶级中的相位误差来决定，而该以此方式确定的相位误差ΔΦ乃被程序化入配备有此特定无线频率阶级的接收及/或传送系统。因此，在每一传送集/或接收系统中都有一具目标性且彼此不同的单一相位误差校正。
一以本发明为基础的接收及/或传送系统最好能组装在一行动无线接收器中。
本发明乃藉由使用参考了所附图
式的示范性实施例而得以更详尽的被描述于后，其中第1图一先前技艺的行动站中的传送装置方块图；第2图一先前技艺的行动站中的接收装置方块图；第3图一在相位误差ΔΦ＝0°时在复数平面中的等效基带信号示意图；第4图一在相位误差ΔΦ＝5°时在复数平面中的等效基带信号示意图；第5图本发明之具有数字相位校正的传送装置方块图；第6图本发明之具有数字相位校正的接收装置方块图；以及第7图当相位误差ΔΦ＝5°时，本发明相位校正后的基带信号示意图。
实施方式举例来说，第1图乃呈现了一应用在行动电话中的传统传送装置的信号处理路径。由此类的实施观点来看，传送信号路径乃是由一第一部件1与一第二部件2所组成，其中该第一部件1系为以基带芯片的形式存在，而该第二部件2则是无线频率芯片的形式存在。
一已经被归纳至一资料源(即语音)的调变资料信号乃受到使用两数字信号处理器DSP1与DSP2的I与Q路径之个别信号处理(速率转换与插值(interpolation)步骤是合乎习俗的)所支配。在此方式中所形成的调变校号的I与Q信号成分乃分别在数字-至-模拟转换器DAC1与DAC2之中被转换至模拟基带信号。信号转换之后便是利用低通滤波器(low pass filter)LPF1与LPF2来进行低通滤波。调控过并且低通滤波过的模拟I与Q信号成分乃为了载体信号转换而透过”I/Q接口”被输入到该无线频率信号处理部件2。在该处所发生的载体信号转换乃是藉由在使用两个载体，最好是相位移转超过90°，的混合器M1与M2中将该模拟I与Q信号成分予以升转换(up-converting)。在混合器M1与M2中产生的调变载体信号乃在一累积步骤(summation stage)S中被堆栈在一起并且透过天线(未图标)而以无线频率信号的形式播送。
第2图中所示的传统接收装置实质上会表执行逆转信号处理(inverse signal processing)。就此种实施的观点来看，接收将至可由与传送装置相同的两个芯片(RF芯片与基带芯片)组成，而第2图则呈现出在接收芯片内的接收路径的对应信号处理部件1’与2’。
与第1图相同会是可相比较的不份乃以相同的参考符号标示于第2图。透过天线索接收到的调变载体信号(未图标)系透过使用混合器M1与M2而被降转换(down-converted)至基带或是中频。因此，混合器1与M2乃一次由两个矩形载体所操控，其中该两个矩形载体系藉利用一相位移转器PS而由一单一载体中生成。在此个案中由相位移转器PS所产生的相位移转最好也是90°。
由混合器M1与M2所产生的I与Q信号成分乃分别受到模拟低通滤波器LPF3与LPF4中的低通滤波所管制，接着则透过I/Q接口(系为表现在第2图中用以分隔部件1与部件2的分隔线)而传至基带芯片内的信号处理部件1。在此情形下，I信号成分便藉由使用一模拟-至-数字转换器ADC1转换成数字信号，而Q信号成分则藉由使用一模拟-至-数字转换器ADC2而转换成数字信号。进一步的频道滤波则是分别由数字滤波DF1与DF2所执行。
如果在两个与混合步骤M1、M2相关联的载体之间的相位差与预期的90°相位差之间存有一差值总和ΔΦ，那么当升转换及降转换传送与接收信号时便会得到一组成相位差90°+ΔΦ。在此情形下，ΔΦ所指的便是相位误差。而该相位误差ΔΦ则是可由相位移转器PS所产生或是另外可由其它信号处理组件(未图标)或是在传送与接收装置中所示的影响变量(influencing variable)中产生。
就一单纯的正弦在体信号而言，第3图绘出了在ΔΦ＝0的情况下通过Q信号成分的I信号成分。任意单位皆可使用。请参考第3图，若是没有相位误差，那么一正弦载体信号便可清楚的描绘在一复数正弦(complex sine)(单位半径的周期(cycle of unit radius))上。
第4图呈现出一与第3图相对应，但是相位误差ΔΦ＝5°时的示意图。考量不再正交的载体信号，倒数噪声(reciprocal noise)成分乃针对I与Q信号成分而被接收，这些噪声将造成信号变形，其将便成为周期形状的失真。
如所述的内容，这样的信号错误在传送方向与接收方向中都会在传送反应上的造成不利的效果。在接收方向上的相位误差ΔΦ将造成接收信号的错误，其将可导致位误差率的上升(就一固定讯噪比而言)。在发送装置中，传送信号的纯度会受到所示之失真的损害。
第5图与第6图所表现的则是在数字处理区域中具有已被校正过的相位误差的本发明传送与接收装置。为了避免重复描述，本发明的示范性实施例的相关内容请参考第1图与第2图的说明，该等内容对于本发明的示范性实施例而言仍是有效的。第1图与第5图所示的传送装置的基本差异乃在于在第5图的传送装置在数字信号处理器DSP1、DSP2和数字至-模拟转换器DAC1、DAC2之间的信号路经乃具有一相位校正级PC。在基带芯片内的相关信号处理部件系以参考符号10’标识。同样地状况，第2图与第6图所示的接收装置的基本差异乃在于在第6图的接收装置在数字滤波器DF1、DF2的信号路径下流(signalpath downstream)之后便较佳地进行一相位校正步骤PC，系伴随着以参考符号10来标识的基带内被改变过的信号处理部件。
在数字处理部件10与10’中的相位校正级PC可以是相同的设计。他们的动作模式乃解释于后一存在于等效基带内的相位误差可藉下列矩阵运算来仿真IQ=cos(Δφ/2)sin(Δφ/2)sin(Δφ/2)cos(Δφ/2)IoQo]]>在此情形下，Io与Qo代表的是具有最佳相位差90°的载体信号，而I与Q所代表的则是则是包含相位误差的I与Q信号成分。
相位误差ΔΦ现在最好能够藉由下列矩阵运算而再一次地在接收路径及/或传送路径中被完全逆转(reverse)I(Δφ)Q(Δφ)=cos(Δφ/2)-sin(Δφ/2)-sin(Δφ/2)cos(Δφ/2)IQ]]>此运算码可藉相位校正级PC而实施。然而，在大部分的情形下，其实是不需要一(理论上)精确的相位误差校正。以下列方程式为基础而应用一相似的非旋转矩阵(derotation matrix)而伴随着较少的运算复杂度以产生一数字相位校正I(Δφ)Q(Δφ)=1-Δφ/2-Δφ/2-Δφ/21-Δφ/2IQ]]>此可应用在传送装置的相位校正级PC之中，也可应用在接收装置的相位校正级PC之中应用于相位校正级PC的相位误差ΔΦ可以藉由许多不同的方法来决定。第一选择是在第一次应用时，该相位误差ΔΦ系被校正以便其能够一次即被确定并且被程序化入该相位校正级PC。此应用接着便具有相位误差补偿而得以进行其余的运算。在此情形下，相位误差ΔΦ的的数值系可在一应用基础上藉由量测真实存在于各个应用中的相位误差来确认，或是藉由将量测其它相同设计或程序的多重性应用中的相位误差予以统计后而确认。
另外，在检测或是维护应用时也可以重新调整相位误差ΔΦ，可联想到的是在使用一整合于此应用的量测装置来运算的过程中，该相位误差ΔΦ是可以一再地决定与更新。
与第3图及第4图相比较，第7图是本发明在相位误差补偿之后的基带信号的I与Q信号成分之间的相位关系示意图。此示意图系以一具有相位误差ΔΦ＝5°的基带信号为基础，如第4图所示，无须使用本发明的相位误差补偿级PC。因此，并无法查知与一具有相位差几近为90°的理想复数正弦信号不同之处，相关内容可参见第3图。
权利要求
1.一种在具同相(in the phase，I)与正交(quadrature，Q)信号处理路径的接收及/或传送系统中补偿相位误差之方法，其特征乃在于以下步骤在该I与Q信号处理路径的一数字信号处理部件中执行一计算以便获得相位被校正过的I与Q信号成分。
2.如权利要求1所述之方法，其特征乃在于该计算系以下列方程式或是以一与下列方程式相近似的式子为基础而实施I(Δφ)Q(Δφ)=cos(Δφ/2)-sin(Δφ/2)-sin(Δφ/2)cos(Δφ/2)IQ]]>其中I与Q是包含相位误差的I与Q信号成分，I(ΔΦ)与Q(ΔΦ)则是相位误差已被补偿过的的I与Q信号成分，而ΔΦ则是用来校正的相位误差。
3.如权利要求2所述之方法，其特征乃在于该计算系以下列式子为基础而实施I(Δφ)Q(Δφ)=1-Δφ/2-Δφ/2-Δφ/21-Δφ/2IQ.]]>
4.如前述之任一权利要求所述之方法，其特征乃在于以下步骤透过使用一统计方法以便获得作为校正之用的该相位误差ΔΦ的数值，其中该统计方法系以无线频率级的多重相位误差量测为基础；以及把以此方式所决定的该相位误差ΔΦ程序化入该接收及/或传送系统。
5.如前述之任一权利要求所述之方法，其特征乃在于以下步骤透过量测在一特定无线频率级内的相位误差来决定一作为校正之用的该相位误差ΔΦ的数值；以及把以此方式所决定的该相位误差ΔΦ程序化入具有该特定无线频率级的接收及/或传送系统。
6.一种具有同相(in the phase，I)与正交(quadrature，Q)信号处理路径的接收及/或传送系统，其特征系在于具有一计算装置PC，其乃配设在该I与Q信号处理路径的一数字信号处理部件之中并且对I与Q信号成分执行相位校正。
7.如权利要求6所述之接收及/或传送系统，其特征乃在于该计算装置PC是设计用来执行一以下列方程式或是一与下列方程式相近似的式子为基础的计算I(Δφ)Q(Δφ)=cos(Δφ/2)-sin(Δφ/2)-sin(Δφ/2)cos(Δφ/2)IQ]]>其中I与Q是包含相位误差的I与Q信号成分，I(ΔΦ)与Q(ΔΦ)则是相位误差已被补偿过的的I与Q信号成分，而ΔΦ则是用来校正的相位误差。
8.如权利要求7所述之接收及/或传送系统，其特征乃在于该计算装置PC是设计用来执行以下列方程式为基础的计算I(Δφ)Q(Δφ)=1-Δφ/2-Δφ/2-Δφ/21-Δφ/2IQ.]]>
9.如权利要求6至8所述之任一接收及/或传送系统，其特征乃在于该计算装置PC是设计用来执行以坐标旋转数字计算(CordinateRotation Digital Computing，CORDIC)运算法为基础的计算。
10.一种包含如权利要求6至9所述之任一接收及/或传送系统的行动无线接受器。
全文摘要
在一种在具有同相(in the phase，I)/正交(quadrature，Q)信号处理路径的接收及/或传送系统中补偿相位误差的方法之中，相位被校正过的I与Q信号成分乃由该I与Q信号处理路径的一数字信号处理部件(10’)的计算级(PC)中计算而来。
文档编号H03D3/00GK1535498SQ02814878
公开日2004年10月6日 申请日期2002年6月27日 优先权日2001年7月25日
发明者B·冈泽尔曼恩, B 冈泽尔曼恩 申请人:因芬尼昂技术股份公司