噪声滤波器的制作方法

专利名称：噪声滤波器的制作方法
技术领域：
本发明是涉及适用于高速差动接口等的利用差动信号的电子电路的噪声滤波器。
背景技术：
一般地，利用差动信号(正常模式信号)的电子电路，是由两条电路组成的差动电路所构成。这样，在该差动电路中，由于种种原因，会发出成为辐射电磁杂音原因的共模噪声(共模信号)。因此，在差动电路的途中连接有作为噪声滤波器的共模扼流线圈，在通过正常模式信号的同时，通过反射共模信号来去除共模噪声。
然而，在上述以往的技术中，由于通过反射损失来抑制噪声，例如在连接电路间的电路中设置噪声滤波器的情况下，存在着在噪声滤波器与电路之间会发生具有特定频率的噪声共振，反而导致噪声被放大的问题。
特别是近年来用于数码仪器的信号频率倾向于高频化，信号频率超过100MHz的仪器在增加。因此，对于共模噪声等也呈现高频化，例如噪声滤波器与电路之间的电路长度、多个部件之间的电路长度等对于高频噪声来说都是不能忽视的。因此，在使用以往技术的噪声滤波器中，由反射就不能将共振频率影响的噪声充分地去除，或使信号波形有失真变形的倾向。所以，在使用高频率的电子仪器中，由以往的技术使用反射损失的噪声滤波器就有难以使用的倾向。
例如在使用在铁氧体介质中埋设两条电路的芯片线圈构成噪声滤波器的情况下，由于两条电路设置在同样的介质中，所以当决定对于正常模式信号与共模信号中的一方的模式信号的衰减的比例时，对于另一方的模式信号的衰减(透过)的比例也被决定。存在有难以对各个模式的信号衰减的比例分别设定的问题。

发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于，提供一种小型的噪声滤波器，能够在防止噪声共振的同时，还能够对每一个模式的信号衰减的比例进行分别设定。
为了解决上述问题，本发明之1是一种具有由绝缘材料组成的绝缘性介质、与该绝缘性介质相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
根据这样的结构，由于传送线路是通过绝缘性介质传输信号，所以能够利用绝缘性介质的热损失来衰减传送线路所传输的信号。此时，由于两条信号线路是具有间隔的并列设置，所以由各信号线路的信号所形成的电磁场会在两条信号线路之间相互影响。这样，由于由共模与正常模式在绝缘性介质中所形成的电磁场的分布不同，所以每一种模式的衰减量也不同。而且，由于在所述绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，所以由该异性介质能够对于每一种模式引起实效的材料特性(频率特性)的变化。其结果是能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
而且，在两个模式中仅形成必要模式磁场的部位，例如配置比透磁率比绝缘性介质小的材料(低透磁率介质等)作为异性介质时，能够改变对于必要模式的实效比透磁率的频率特性。因此，能够使对于必要模式的信号产生损失峰值的频率向高频一侧移动。所以，不要模式的信号可以从低频开始去除，对于此，必要模式的信号直至高频成分都能够无衰减地通过，从而必要模式的信号就能够不生成波形异常地传输。
本发明之2是一种具有由重合多层的绝缘层组成的绝缘性介质、与所述多层绝缘层之间相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及包含该两条信号线路、夹持所述绝缘性介质而设置的两个接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
由此，由于两条信号线路是在成为绝缘性介质的多层绝缘层间而设置，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在所述绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性性介质，所以由该异性介质能够对于每一种模式引起实效的材料特性的变化。其结果是能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
而且，通过对信号线路的宽度尺寸、绝缘层的厚度尺寸、以及材料特性等进行适当的设定，可以设定传送线路的正常模式特性阻抗。进而，由于在多层的绝缘层间设置信号线路的同时，由两个接地电极夹持包含两条信号线路的所述绝缘性介质，所以可由接地电极对位于多层绝缘层间的信号线路的全长进行覆盖，由此形成传送线路。这样，由于能够将沿传送线路全长的共模特性阻抗设定为一定的值，所以在传送线路的途中不会发生噪声的反射，能够抑制噪声共振的发生，防止波形的扭曲变形。而且，由于由接地电极对信号线路的全长进行覆盖，所以能够防止噪声从外部向信号线路中的混入，确保信号的传送。
而且，由于由绝缘层中所设置的异性介质，能够对传送线路的正常模式的特性阻抗与共模的特性阻抗进行分别设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。在不匹配的情况下，能够避开伴随反射的共振等不合适的现象，同时能够利用绝缘层的热损失而抑制噪声。
无论是在哪一种情况下，由于能够设定与正常模式特性阻抗相独立的共模特性阻抗，所以能够利用反射和/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对信号波形的影响。
本发明之3是一种重叠有由重合多层的绝缘层组成的绝缘性介质、与所述多层绝缘层之间相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及包含该两条信号线路、夹持所述绝缘性介质而设置在最上层与最下层上的两个接地电极所构成的传送线路，所述两条信号线路在多层间分别具有串联连接的结构，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
由此，由于在各层中设置的两条信号线路是在成为绝缘性介质的多层绝缘层间而设置，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在所述绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，所以由该异性介质能够对于每一种模式引起实效的材料特性的变化。其结果是能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
进而，由于传送线路是在其最上层与最下层配置有接地电极，所以能够将信号线路配置于多层的绝缘层之间，同时能够由两个接地电极将信号线路的全长加以覆盖。
而且，重叠的各层传送线路是在其最上层与最下层配置有接地电极，所以能够防止噪声从外部向信号线路中的混入，确保信号的传送。
而且，在将全部的信号线路的宽度尺寸设定为大体相等的值的同时，将全部绝缘层的厚度尺寸与材特性等也设定为大体相等的值的情况下，各层传送线路的共模特性阻抗都能够大体相互一致，同时，各层传送线路的正常模式特性阻抗也能够大体相互一致。这样，由于能够将串联连接的传送线路的全体上的共模特性阻抗设定为大体一定的值，所以在传送线路的途中不会发生噪声的反射，能够抑制噪声共振的发生，防止波形的扭曲变形。
而且，由于在绝缘性介质中所设置的异性介质，使传送线路中正常模式特性阻抗与共模特性阻抗能够个别地设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。无论是在选择了哪一种结构的情况下，由于都能够设置独立于正常模式特性阻抗的共模特性阻抗，所以能够利用反射和/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对信号波形的影响。
进而，由于多层的传送线路中的信号线路是在多层间串联连接，所以能够使信号线路的全长加长，使通过信号线路的噪声的衰减量增大。
本发明之4是一种具有由层状的绝缘性介质、与该绝缘性介质表面相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及设置在所述绝缘性介质的背面上的两个接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
由此，由于两条信号线路是在成为层状的绝缘性介质的正面而设置，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在所述绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，所以由该异性介质能够对于每一种模式引起实效的材料特性的变化。其结果是能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。进而，由于是由接地电极将两条信号线路从绝缘性介质的背面沿全长进行覆盖而形成的传送线路，所以能够沿传送线路的全长将共模特性阻抗设定为一定的值，能够抑制传送线路途中噪声的反射、共振等的发生。
而且，由于在绝缘性介质中所设置的异性介质，使传送线路中正常模式特性阻抗与共模特性阻抗能够个别地设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。无论是在选择了哪一种结构的情况下，由于都能够设置独立于正常模式特性阻抗的共模特性阻抗，所以能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对信号波形的影响。
本发明之5是将所述异性介质配置在所述两条信号线路之间。
此时，由于两条信号线路是具有间隔的并联设置，所以共模时两条信号线路是形成全体包围的磁通量，对于此，正常模式时两条信号线路则是而形成分别独立包围的磁通量，所以，对于共模时两条信号线路之间不形成磁通量，而正常模式时两条信号线路之间则形成横穿的磁通量(磁场)。所以，通过在异性介质中配置两条信号线路，能够仅对正常模式的磁通量进行调整。
而且，由于两条信号线路是具有间隔的并联设置，所以共模时在两条信号线路与例如接地电极之间形成电通量(电场)，对于此，正常模式时则形成两条信号线路之间的连接电通量。所以，通过在异性介质中配置两条信号线路，能够仅对正常模式的电通量进行调整。
在本发明之6中，所述绝缘性介质是由磁性体构成的磁性体介质所形成，所述异性介质是由透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质、或空隙所形成。
由此，可以利用磁性体介质的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于在两条信号线之间配置了其比透磁率比较磁性体介质小的低透磁率介质，所以使两个模式中对于正常模式的实效比透磁率的频率特性发生变化，能够将必要模式即正常模式中生成损失峰值的频率向高频方向移动。所以，共模的信号可以从低频开始去除，对于此，正常模式的信号直至高频成分都能够无衰减地通过，正常模式的信号就能够不生成波形异常地传输。
在本发明之7中，所述绝缘性介质是由电介体构成的电介体介质所形成，在该电介体介质的正面凹下形成有位于所述两条信号线路之间的刻入沟槽，所述异性介质由在该刻入沟槽内部形成的空隙所构成。
由此，可以利用磁性体介质的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于两条信号线路之间凹下设置有刻入沟槽，所以由刻入沟槽内部所形成的空隙，可使对于两个模式中正常模式的实效比介电率下降，因此，能够使正常模式的信号损失减小。
在本发明之8中，所述绝缘性介质是由磁性体构成的磁性体介质所形成，所述异性介质是由比透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质或空隙所形成。由比透磁率比该低透磁率介质、非磁性体介质或空隙要高的涂层膜将该低透磁率介质、非磁性体介质或空隙及所述两条信号线路覆盖。
由此，可以利用磁性体介质及涂层膜的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于两条信号线路之间配置有其比透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质等，所以使两个模式中对于正常模式的实效比透磁率的频率特性发生变化，能够将必要模式即正常模式中生成损失峰值的频率向高频方向移动。所以，共模的信号可以从低频开始去除，对于此，正常模式的信号直至高频成分都能够无衰减地通过，正常模式的信号就能够不生成波形异常地传输。
在本发明之9中，所述信号线路形成蛇行的锯齿状。
在本发明之10中，所述信号线路形成螺旋状。由此，与信号线路形成直线的情况相比，能够使其长度尺寸增大，从而使不要模式的信号(噪声)的衰减量增大。


图1是表示第1实施例的噪声滤波器的立体图。
图2是表示第1实施例的噪声滤波器的分解立体图。
图3是在正常模式信号的传送状态下，从图1中箭头所示的III-III方向观察的噪声滤波器的截面图。
图4是与表示在共模信号的传送状态下的噪声滤波器的图3相同位置的截面图。
图5是表示共模信号传送线路的等效电路的电路图。
图6是表示高频共模信号传送线路的等效电路的电路图。
图7是表示频率透磁率的实数部与虚数部的特性曲线图。
图8是表示在不设置电介体部件的情况下频率透磁率的实数部与虚数部的特性曲线图。
图9是表示在设置了电介体部件的情况下对于频率透磁率的实数部与虚数部的特性曲线图。
图10是分解表示第1变形例的噪声滤波器的分解立体图。
图11是表示第2实施例的噪声滤波器的立体图。
图12是分解表示第2实施例的噪声滤波器的分解立体图。
图13是在正常模式信号的传送状态下，从图11中箭头所示的XIII-XIII方向观察的噪声滤波器的截面图。
图14是与表示在共模信号的传送状态下的噪声滤波器的图13相同位置的截面图。
图15是表示第3实施例的噪声滤波器的立体图。
图16是分解表示第3实施例的噪声滤波器的分解立体图。
图17是表示第4实施例的噪声滤波器的立体图。
图18是分解表示第4实施例的噪声滤波器的分解立体图。
图19是在正常模式信号的传送状态下，从图17中箭头所示的XIX-XIX方向观察的噪声滤波器的截面图。
图20是与表示在共模信号的传送状态下的噪声滤波器的图19相同位置的截面图。
图21是表示第5实施例的噪声滤波器的立体图。
图22是分解表示第5实施例的噪声滤波器的分解立体图。
图23是从图21中箭头所示XXIII-XXIII方向观察的噪声滤波器的截面图。
图24是与表示第2变形例的噪声滤波器的图3相同位置的截面图。
图中1、11、31、51、61、1”-噪声滤波器2、12、32、52、61、2”-叠层体(绝缘性介质)2a～2d、12a、12b、32a～32h、62a～62c、81、2a”～2d”-磁性体层(绝缘层)3、4、13、14、33～38、53、54、63、64、3′、4′、3”、4”-信号线路5、15、39、55、65、5”-接地电极6、16、40A、40B、40C、56、66、6′、6”-传送线路7、17、41、67、82、7′-电介体部件52a、52b-电介体层(绝缘层)57-刻入沟槽57A-空隙71-异性介质具体实施方式
下面参照附图详细说明本发明的实施例的噪声滤波器。
图1～图9表示本发明的第1实施例，1是本实施例中的噪声滤波器，该噪声滤波器大体由后面叙述的磁性体层2a～2d，信号线路3、4，接地电极5，电介体部件7，信号用电极端子8、9，以及接地用电极端子10所构成。
2是作为绝缘性介质的叠层体，该叠层体2略呈棱柱状，构成噪声滤波器1的外形。而且，叠层体2是由4层绝缘层的磁性体2a～2d所构成，例如在4层磁性体板相互叠层的状态下，经压制与烧结而形成。而且，磁性体层2a～2d形成略为四边形的板状，例如可由铁氧体等具有磁性的陶瓷材料(磁性体)所形成，例如将其比透磁率μr0设定为4～1000左右的值(4≤μr0≤1000)，同时将其比介电率率μr0设定为10左右。
还有，在磁性体层2a、2d中并非一定要使用磁性体，作为与磁性体层2b、2c不同的材料，例如可以在磁性体层2a中使用绝缘性的树脂膜，而在磁性体层2d中使用氧化铝等绝缘性的陶瓷基板(绝缘性基板)。而且，还可以采用省去磁性体层2a的结构。进而，通过将图2中在磁性体层2d的正面形成的接地电极5形成于磁性体层2c的背面，还可以省去磁性体层2d。但是，为了降低制造成本，希望4层的磁性体层2a～2d全部使用相同的材料。
而且，在磁性体层2a～2d中，例如可以使用铁氧体板等预先烧结的磁性体层。在这种情况下，需要使用对磁性体层的特性没有影响的薄的结合层将各个磁性体层粘结。
3、4是设置在磁性体层2b、2c之间的两条信号线路，该信号线路3、4以一定的间隔平行延伸，在磁性体层2b、2c短尺寸方向(宽度方向)上呈锯齿状(弯曲状)，向其长尺寸方向(长度方向)延伸。还有，信号线路3、4的延伸方向还可以在长尺寸方向与短尺寸方向之间交替进行。而且，信号线路3、4例如可以由银膏、铂等导电性材料形成带状，同时，两端成为电极部3A、4A，与后面叙述的信号用电极端子8、9相连接。
而且，信号线路3、4，位于对后面叙述的两个接地电极5的厚度方向的略中央，其全长由接地电极5覆盖而形成传送线路6。进而，信号线路3、4具有相互同样的一定宽度尺寸，同时，两个接地电极5之间的距离尺寸对于磁性体层2b、2c的全体大体保持一致。这样，由于传送线路6的特性阻抗大体可以由信号线路3、4的宽度尺寸，接地电极5之间的距离尺寸，磁性体层2b、2c的透磁率及介电率所决定，所以传送线路6的特性阻抗能够在全部的长度上设定为一定的值。
5是在磁性体层2b的正面与磁性体层2c的背面分别设置的两个接地电极，这些接地电极，将位于噪声滤波器厚度方向中间的两个磁性体层2b、2c从上下两个方向夹持。而且，各接地电极5，例如可以由银膏、铂等导电性材料形成略为四边形的平板状，对磁性体层2b、2c全面覆盖。进而，在接地电极5中略为四边形的磁性体层2b、2c的长度方向(图2中的前后方向)的中间位置，设置有向宽度方向(图2中的左右方向)呈舌状突出延伸的电极部5A，该电极部5A与后面叙述的接地用电极端子10相连接。而且，各电极5与磁性体层2b、2c及两条信号线路3、4一起构成传送线路6，由磁性体层2a、2d所覆盖。
7是在两条信号线路3、4之间设置的，作为异性介质而由非磁性体介质所构成的电介体部件，将该电介体部件7的比透磁率μr1设置得比磁性体层2b、2c的比透磁率μr0小，例如约为1的值(μr11)，同时将其比介电率εr1设置得与磁性体层2b、2c的比介电率εr0约相同的值。而且，将电介体部件7埋入相互并联设置的两条信号线路3、4之间的间隙。
还有，虽然在图3、图4中是异性介质(电介体部件7)的厚度与信号线路3、4的厚度大体相同的结构，但本发明并不限于此，例如为了增大共模与正常模式的特性差，在不妨碍共模的电磁场的范围内，可以使异性介质的厚度增大。
而且，在异性介质中，还可以使用比透磁率比磁性体层2b、2c小的磁性体部件(低透磁率介质)取代电介体部件7。而且，还可以在两条信号线路3、4之间形成空隙(空间)，由该空隙形成异性介质。进而，电介体部件7的比介电率εr1并非一定设置得与磁性体层2b、2c的比介电率εr0具有约相同的值，例如可以适当地设置，使其成为正常模式的特性阻抗所规定的值。
而且，绝缘性介质与异性介质等的材料可以根据噪声滤波器的使用目的及制造工序的状况而选择。也就是说，在选择绝缘性介质的情况下，从噪声抑制的对象频率低的物质起为顺序，例如可以选择鳞状纯铁粉在树脂中分散的复合体、Mn-Zn系铁氧体、Ni-Zn系铁氧体、六方晶系铁氧体等材料。另一方面，在选择异性介质的情况下，从特性上讲希望将异性介质的比透磁率μr1设定为1(μr1＝1)。但是，考虑到由于烧结时热膨胀的差异而引起的破损等，希望异性介质与绝缘性介质的性状差别小。例如作为异性介质与绝缘性介质的组合，除了选择玻璃与铁氧体的组合之外，还利用考虑选择低透磁率铁氧体与高透磁率铁氧体的组合。
8、9是在叠层体2(磁性体层2a～2d)的四角侧设置的信号用电极端子，该信号用电极端子8、9略呈”コ”字型，位于叠层体2的长度方向的端面侧，将相应端面中宽度方向的两端面覆盖的同时，其一部分向叠层体2的正面与背面延伸。而且，信号用电极端子8、9，例如可以在叠层体2的两端侧涂敷导电性的金属材料之后，将该导电性的金属材料烧结，实施电镀处理而形成，分别与信号线路3、4的电极部3A、4A相连接。
10是在叠层体2的长度方向中间位置宽度方向的两端侧而分别设置的接地用电极端子，该接地用电极端子10略呈”コ”字型，沿叠层体2的厚度方向延伸为带状的同时，其一部分向叠层体2的正面与背面延伸。而且，接地用电极端子10，例如可以在叠层体2的两端侧涂敷导电性的金属材料的状态下烧结，实施电镀处理而形成，与接地电极5的电极部5A相连接。
本实施例的噪声滤波器具有上述结构，下面说明其工作过程。
首先，在设置有传输差动信号的两条布线的基板上配置噪声滤波器，各布线的途中分别与电极端子8、9相连接，同时，接地用电极端子10与接地端子相连接。由此，信号通过由信号线路3、4与接地电极5所形成的传送线路6而传输，同时，接地电极5保持接地电位。
这里，在信号线路3、4中传输共模信号时，信号线路3、4中通过的电流是同一方向。此时，由于信号线路3、4是相互临近的并联设置，所以由信号线路3、4分别产生的磁通量相互加强，对于共同模式信号，信号线路3、4就相当于一条线路，而且，信号线路3、4是在磁性体层2b、2c之间形成。因此，对于共模的信号，由信号线路3、4与接地电极5所形成的传送线路6，如图5的等效电路中所示，具有电感L，并且，由于磁性体层2b、2c的介电率，使接地电极5之间具有电容C。
也就是说，信号线路3、4对于共模信号具有与分布常数电路等效的功能，流过该信号线路3、4的信号能够在电感L、电容C被保持为一定的频率区域内无损失地传送。另一方面，当共模信号的频率增高时，磁性体层2b、2c的透磁率变化，如图6的等效电路，在电感L中产生损失部分R(磁性损失)。因此，通过磁性损失使高频区域的共模信号衰减。
与上述情况相比，在信号线路3、4中传输正常模式信号时，主要是在信号线路3、4之间形成如图5的等效电路中所示的传送线路6。此时，通过信号线路3、4的电流方向相反，且电量大体相等。这样，由于信号线路3、4所分别产生的磁通量会相互抵消，因此电感L及损失部分R中任何一个都比共模的情况减低。
但是，在均匀介质中形成信号线路3、4的情况下，无论是共模，还是正常模式信号，其实效材料特性都不发生变化。即在任何的频率下，共模对正常模式的损失比例都不变化，信号通过时失去噪声抑制效果，如果提高噪声抑制效果，则会发生信号衰减的不适宜现象。
对此，在本实施例中，由于在信号线路3、4之间设置具有比磁性体层2b、2c的比透磁率μr0小的比透磁率μr1的电介体部件7，所以正常模式中所发生的磁通量φn如图3所示能够通过(横穿)电介体部件7，而共模中所发生的磁通量φc则如图4所示不能够通过电介体部件7。因此，比较设置电介体部件7与不设置电介体部件7的情况，在正常模式中所发生的磁通量φn通过的通道中，由于电介体部件7而使实效比透磁率μwn下降，而在共模中所发生的磁通量φc通过的通道中，实效比透磁率μwc则不下降。
也就是说，电介体部件7被设置在仅存在产生正常模式信号的电场的部分(没有共模信号产生电场的部分)上。
此时，如图7所示，一般地，当实效比透磁率下降时，产生损失峰值的频率(对应于实效比透磁率的透磁率实数部μ′与虚数部μ”为同值的频率)向高频方向移动。因此，在不设置电介体部件7的情况下，例如如图9所示，在数十MHz左右产生损失峰值。此时，由透磁率虚数部μ”与实数部μ′的比值(μ”/μ′)及实数部μ′的大小所决定的损失的大小自身，也是设置了电体部件7的情况下比与不设置电体部件7的情况相比要大。
所以，对于正常模式信号，产生磁性损失峰值的频率向高频侧移动的同时，磁性损失自身也变小。其结果是，共模信号能够从低频去除，而正常模式信号则直到高频成分都能够不衰减地传输。因此，能够使必要即正常模式的信号在其波形不受影响的情况下传送，可以同时达到维持波形品质与去除噪声的双重效果。
而且，通过对信号线路3、4各自的宽度尺寸、磁性体层2b、2c的厚度尺寸(接地电极5之间的距离尺寸)的适当设定，能够分别设定信号线路3、4的特性阻抗。进而，根据信号线路3、4之间的距离，还可以设定正常模式的特性阻抗。这里，在磁性体材料的比介电率与比透磁率一定的频率区域，这些特性阻抗都大体能够保持一定的值。因此，通过决定材料的特性，使信号频率在该区域内，就能够使阻抗与连接于噪声滤波器1的电路取得匹配，使噪声滤波器1的反射损失下降，能够防止由共振引起的噪声及信号波形的紊乱。
进而，在两层的磁性体层2b、2c之间设置信号线路3、4的同时，相应两层的磁性体层2b、2c是由两个接地电极5所夹持而构成，所以能够由两个接地电极5将位于磁性体层2b、2c之间的信号线路3、4沿全长覆盖，从而形成传送线路6。因此，能够沿传送线路6全长将共模的特性阻抗设定为一定的值，所以，在传送线路的途中不会发生噪声的反射，能够抑制噪声共振的发生，防止波形的扭曲变形。而且，由于由接地电极对信号线路的全长进行覆盖，所以能够防止噪声从外部向信号线路中的混入，确保信号的传送。
而且，由于电介体部件7可以对传送线路6的正常模式特性阻抗与共模特性阻抗进行分别设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。在不匹配的情况下，能够使用反射损失而抑制噪声，在匹配的情况下，能够避开伴随反射的共振等不合适状况，同时能够利用磁性体层2b、2c的热损失而抑制噪声。
无论是在哪一种情况下，由于能够设定与正常模式特性阻抗相独立的共模特性阻抗，所以能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的方案中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，通过对信号线路3、4的宽度尺寸、磁性体层2b、2c的厚度尺寸、及材料特性的适当设定，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对信号波形的影响。
还有，在本发明的方案中，共模噪声的频率低的情况下，具有使相应共模噪声透过的性质，象低通滤波器那样工作。也就是说，噪声滤波器具有根据频率的共模噪声透过区域与衰减区域。该透过区域与衰减区域，可以通过调整磁性体层2b、2c的磁性材料的组成(比透磁率)以及信号线路3、4的长度尺寸来决定。因此，考虑共模噪声的频率而设定磁性体层2b、2c的磁性材料的组成及信号线路3、4的长度尺寸，使衰减对象的共模噪声确实能够得到衰减。
这样，根据本实施例，由于具有在两层的磁性体层2b、2c之间设置有信号线路3、4的同时，这些磁性体层2b、2c又被两个接地电极5所覆盖的结构，所以能够通过利用构成磁性体层2b、2c的磁性材料的磁性损失(热损失)来抑制共模噪声。而且，通过使用电介体部件7(异性介质)使实效比透磁率下降，使实效比透磁率直至高频都能够保持为一定的值，能够将信号线路3、4的正常模式特性阻抗在很宽的频率范围保持大体一致，所以可容易地取得与外部电路的阻抗的匹配。因此，能够使噪声滤波器1的反射损失降低，防止由共振引起的噪声增大与信号波形的紊乱。
而且，由于在信号线路3、4之间设置有电介体部件7，所以不会对共模信号产生影响，对于正常模式信号使实效比透磁率μwn的频率特性变化，使生成磁性损失R的峰值的频率向高频侧移动。因此，共模的信号可以从低频开始去除，而与此相比，正常模式的信号直至高频成分都能够不发生衰减地传送。其结果是，能够在维持对于共模信号去除噪声效果的同时，对于正常模式信号则能够防止波形的变形，维持其波形品质。
进而，由于由两个接地电极5对位于磁性体层2b、2c之间的信号线路3、4进行沿全长的覆盖，所以可沿由信号线路3、4及接地电极5所形成的传送线路6的全长将共模特性阻抗设定为一定的值，传送线路6的途中就没有噪声反射，加上能够防止噪声从外部向传送线路6中混入，能够确保信号的传输。
而且，由于由电介体部件7能够对传送线路6中正常模式特性阻抗与共模特性阻抗分别地设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。无论是在选择了哪一种结构的情况下，都能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对正常模式信号波形的影响。
而且，由于具有磁性体层2a～2d形成略为四边形的板状，在该磁性体层2a～2d的长度方向的两端侧设置有与信号线路3、4的两端相连接的信号用电极端子8、9，在该磁性体层2a～2d的长度方向的中间位置设置有与接地电极5相连接的接地用电极端子10，所以能够容易地在直线状的布线途中连接位于磁性体层2a～2d的长度方向两端侧的信号用电极端子8、9。而且，由于在磁性体层2a～2d的长度方向的中间位置设置的接地用电极端子10也能够容易地连接于布线周围设置的接地端子，所以能够使噪声滤波器1的组装性能提高。
进而，由于信号线路3、4形成蛇行的锯齿状，所以能够增加信号线路3、4的长度尺寸，增加噪声的衰减量。
还有，在所述第1实施例中，信号线路3、4是形成蛇行的锯齿状，但也可以如图10所示的第1变形例，所述信号线路形成盘卷状。
接着，图11～图14是表示本发明第2实施例的噪声滤波器，本实施例中噪声滤波器的特征是，具有在磁性体层的正面并联设置两条信号线路，在磁性体层的背面设置接地电极，在两条信号线路之间设置电介体部件，同时，两条信号线路由具有磁性特性的涂层膜所覆盖的结构。
11是本实施例的噪声滤波器，该噪声滤波器11大体由后面叙述的磁性体层12a～12d，信号线路13、14，接地电极15，电介体部件17，涂层膜18、信号用电极端子19、20，以及接地用电极端子21所构成。
12是构成噪声滤波器11外形的略呈棱柱状的叠层体，该叠层体12是由两层的磁性体层12a、12b经烧结而形成，各磁性体层12a、12b与第1实施例相同，例如可以使用铁氧体等形成略为四边形(长方形)的板状。
13、14设置在磁性体层12a正面的两条信号线，该信号线路13、14以一定的间隔平行延伸，呈锯齿状的同时向磁性体层12a的长度方向延伸。而且，信号线路13、14与第1实施例一样，由导电性材料形成带状，由后面叙述的接地电极15对其背面一侧全长覆盖。而且，信号线路13、14的两端成为电极部13A、14A，与后面叙述的信号用电极端子19、20相连接。
15是在磁性体层2b的背面(磁性体层12a、12b之间)设置的接地电极，该接地电极15由导电性材料形成略为四边形的平板状，对磁性体层12a的背面全面覆盖。进而，在接地电极5中略为四边形的磁性体层12a的长度方向的中间位置，设置有向宽度方向呈舌状突出延伸的电极部15A，该电极部15A与后面叙述的接地用电极端子21相连接。而且，接地电极15与磁性体层2a及两条信号线路13、14一起构成传送线路16。
17是在两条信号线路13、14之间设置的，作为异性介质的电介体部件，该电介体部件17使用与第1实施例中同样的材料所形成，将其比透磁率μr1设置得比磁性体层12a的比透磁率μr0小(μr11)，同时将其比介电率εr1设置得与磁性体层12a的比介电率εr0约相同的值。而且，将电介体部件17埋入相互并联设置的两条信号线路13、14之间的间隙。
18是在叠层体12的正面设置的涂层膜，该涂层膜18，例如可以由铁粉混入树脂材料中而形成。而且，例如可以将涂层膜18的比透磁率μr2设置得与磁性体层12a的比透磁率μr0大体相同的值，而比电介体部件17的比透磁率μr1要高。而且，涂层膜18将包含电介体部件17的两条信号线路13、14覆盖。
19、20是在叠层体12的四角侧分别设置的信号用电极端子，该信号用电极端子19、20与第1实施例相同，由金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，分别与信号线路13、14的电极部13A、14A相连接。
21是在叠层体12的长度方向中间位置宽度方向的两端侧而分别设置的接地用电极端子，该接地用电极端子21与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，与接地电极15的电极部15A相连接。
这样，在本实施例中，由于在两条信号线路13、14之间设置有电介体部件17，这些信号线路13、14与电介体部件17又被涂层膜18所覆盖，所以如图13及图14所示，在正常模式与共模的任一种情况下，涂层膜18与磁性体层12a内部的磁通量φn、φc能够呈封闭状态，同时，不会对共模的实效比透磁率μwc产生影响，且使正常模式的实效比透磁率μwn下降。因此能够取得与第1实施例同样的效果。
还有，材料的选择、布线的方法等都不限于第2实施例中的形式，与第1实施例同样，可以采用种种变更。
接着，图15及图16是表示本发明第3实施例的噪声滤波器，本实施例中噪声滤波器的特征是，由重叠的多层磁性体、在该多层磁性体间具有间隔且并联设置的第1与第2信号线路、包含该两条信号线夹持所述磁性体层在最上层与最下层设置的两个接地电极而构成传送线路，该传送线路重叠多层(例如2层)，第1与第2信号线路在多层间分别串联连接的同时，在每一层的第1与第2信号线路之间设置电介体部件。
31是本实施例的噪声滤波器，该噪声滤波器31大体由后面叙述的磁性体层32a～32h，第1信号线路33、35、37，第2信号线路34、36、38，接地电极39，电介体部件41，第1与第2信号用电极端子42、43，以及接地用电极端子44所构成。
32是构成噪声滤波器31外形的略呈棱柱状的叠层体，该叠层体32例如是由8层的磁性体层32a～32h叠层而形成，而且，磁性体层32a～32h形成略为四边形的板状，与第1实施例的磁性体层12a～12d相同，例如可以使用具有磁性特性的陶瓷材料所形成。
33、34是设置在磁性体层32b、32c之间第1层的第1与第2信号线路，该信号线路33、34与第1实施例的信号线路3、4同样，以一定的间隔平行延伸，由导电性材料形成锯齿状。而且，如后面叙述的那样，信号线路33、34由在磁性体层32b、32c的最上层与最下层所设置的两个接地电极39所覆盖，由此形成第1层的传送线路40A。
而且，在信号线路33、34的一端侧，形成向叠层体32的长度方向的一端侧延伸的电极部33A、34A，在信号线路33、34的另一端侧，设置有离开叠层体32的长度方向的另一端侧、贯通磁性体层32c、32d的通孔33B、34B。而且，在这些通孔33B、34B内填充导电性材料，信号线路33、34与后面叙述的信号线路35、36分别串联连接。
35、36是设置在磁性体层32d、32e之间第2层的信号线路，该信号线路35、36与第1实施例的信号线路3、4同样，以一定的间隔平行延伸，由导电性材料形成锯齿状。而且，如后面叙述的那样，信号线路35、36由在磁性体层32d、32e的最上层与最下层所设置的两个接地电极39所覆盖，由此形成第2层的传送线路40B。
而且，信号线路35、36的一端侧，形成在信号线路33、34的通孔33B、34B的对面位置、构成与信号线路33、34相连接的连接部35A、36A，信号线路35、36的另一端侧，设置有离开叠层体32的长度方向的另一端侧、贯通磁性体层32e、32f的通孔35B、36B。而且，在这些通孔35B、36B内填充导电性材料，信号线路35、36与后面叙述的信号线路37、38分别串联连接。
37、38是设置在磁性体层32f、32g之间第3层的信号线路，该信号线路37、38与第1实施例的信号线路3、4同样，以一定的间隔平行延伸，由导电性材料形成锯齿状。而且，如后面叙述的那样，信号线路37、38由在磁性体层32f、32g的最上层与最下层所设置的两个接地电极39所覆盖，由此形成第2层的传送线路40C。
而且，信号线路37、38的一端侧，形成在信号线路35、36的通孔35B、36B的对面位置、构成与信号线路35、36相连接的连接部37A、38A，在信号线路37、38的另一端侧，设置有向叠层体32的长度方向的另一端侧延伸的电极部37B、38B。
这里，信号线路33～38的宽度尺寸设定为大体相等的值，同时，磁性体层32b～32g的厚度尺寸设定为大体相等的值。由此，在将第1～第3层的传送线路40A～40C的特性阻抗设定为大体相互相等的值的同时，将这些传送线路40A～40C的特性阻抗在其全部长度上设定为大体相等的值。
39是分别设置在磁性体层32a～32h之间，分别在各层夹持第1信号线路33、35、37 第2信号线路34、36、38，合计为4个的接地电极，各接地电极39分别配置在磁性体层32b～32g的最上层和最下层，同时，在磁性体层32b～32g之间与信号线路33～38相互重叠。由此，包含信号线路33、34夹持磁性体层32b、32c的两个接地电极39构成第1层的传送线路40A，包含信号线路33、36夹持磁性体层32d、32e的两个接地电极39构成第2层的传送线路40B，同时，包含信号线路37、38夹持磁性体层32f、32g的两个接地电极39构成第3层的传送线路40C。
而且，接地电极39使用导电性金属材料形成略呈四边形的平板状，对磁性体层32b～32g大体全面覆盖。进而，与第1实施例的接地电极5大体相同，接地电极39设置有向宽度方向两端侧延伸的电极部39A，该电极部39A与后面叙述的接地用电极端子44相连接。
41是分别设置在信号线路33、34之间，信号线路35、36之间，以及信号线路37、38之间，作为异性介质的电介体部件，该电介体部件41是使用与第1实施例中的电介体部件7大体相同的材料所形成，将其比透磁率μrl设定得具有比磁性体层32b～32g的比透磁率μr0小的值(μr11)，同时，将其比介电率εr1设定得具与磁性体层32b～32g的比介电率εr0大体相同的值。而且，电介体部件41分别埋入相互并联设置的信号线路33、34之间，信号线路35、36之间，以及信号线路37、38之间的间隙。
42、43是在叠层体32的四角侧分别设置的信号用电极端子，该信号用电极端子42、43与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型。而且，一端侧的信号用电极端子42、43与信号线路33、34的电极部33A、34A相连接，另一端侧的信号用电极端子42、43与信号线路37、38的电极部37B、38B相连接。
44是在叠层体32的长度方向中间位置宽度方向的两端侧而分别设置的接地用电极端子，该接地用电极端子44与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，与接地电极39的电极部39A相连接。
这样，在具有这样结构的本实施例中，能够取得与第1实施例同样的效果。但是，在本实施例中，由于第1信号线路33、35、37是串联连接的同时，第2信号线路34、36、38也是串联连接，所以能够使第1信号线路33、35、37的全长与第2信号线路34、36、38的全长分别加长，能够增大噪声的衰减量。
还有，材料的选择、布线的方法等都不限于第3实施例中的形式，与第1实施例同样，可以采用种种变更。而且，在第1、第2信号线路呈盘卷状的情况下，各层中位于第1、第2信号线路内侧的信号线路的长度要比位于外侧的信号线路短，因此，为了使第1、第2信号线路的全长大体一致，希望能够采用使每一层中第1、第2信号线路的位置在内周侧与外周侧交替的结构。
接着，图17～图20是表示本发明第4实施例的噪声滤波器，本实施例中噪声滤波器的特征是，在电介体层的正面并联设置有两条信号线路，在电介体层的背面设置有接地电极，同时，在两条信号线路之间凹下设置有刻入沟槽。
51是本实施例的噪声滤波器，该噪声滤波器51大体由后面叙述的电介体层52a、52b，信号线路53、54，接地电极55，刻入沟槽57，信号用电极端子58、59，以及接地用电极端子60所构成。
52是构成噪声滤波器51外形的略呈棱柱状的叠层体，该叠层体52由两层的电介体层52a、52b经烧结而形成，各电介体层52a、52b是使用陶瓷材料等电介体形成略为四边形的板状。而且，设定电介体层52a、52b，使其具有比1大的比介电率εr2(εr2＞1)，大体等于1的比透磁率μr2(μr21)。
53、54是设置在电介体层52a正面的两条信号线路，该信号线路53、54以一定的间隔平行延伸，在成为锯齿状的同时向电介体层52a的长度方向延伸。而且，信号线路53、54与第1实施例一样，由导电性材料形成带状，由后面叙述的接地电极55对其背面一侧全长覆盖而形成传送线路56。而且，信号线路53、54的两端成为电极部53A、54A，与后面叙述的信号用电极端子58、59相连接。
55是在电介体层52a的背面(电介体层52a、52b之间)设置的接地电极，该接地电极55由导电性金属材料形成略为四边形的平板状，对电介体层52a的背面全面覆盖。而且，在接地电极55中略为四边形的电介体层52a的长度方向的中间位置，设置有向宽度方向呈舌状突出延伸的电极部55A，该电极部55A与后面叙述的接地用电极端子60相连接。而且，接地电极55与电介体层52a及两条信号线路53、54一起构成传送路56。
57是在位于两条信号线路53、54之间，在电介体层52a的正面凹下设置的刻入沟槽，该刻入沟槽57在沿着信号线路53、54形成锯齿状的同时，具有位于信号线路53、54的大体中央部，向着接地电极55的所规定深度尺寸。这里，刻入沟槽57的深度，设定为能够使正常模式的电通量Dn通过，而不能使共模的电通量Dc通过的值。而且，在刻入沟槽57的内部，形成比介电率εr3与比透磁率μr3都大体等于1的空隙57A。
58、59是在叠层体52的四角侧分别设置的信号用电极端子，该信号用电极端子58、59与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，分别与信号线路53、54的电极部53A、54A相连接。
60是在叠层体52的长度方向中间位置宽度方向的两端侧而分别设置的接地用电极端子，该接地用电极端子60与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，与接地电极55的电极部55A相连接。
这样，在本实施例中，由于在电介体层52a的正面设置有两条信号线路53、54，在电介体层52a的背面设置有接地电极55，所以能够通过利用电介体层52a的介电损失(热损失)来抑制共模噪声。而且，由接地电极55对信号线路53、54的背面一侧全长覆盖而形成传送线路56，所以能够将传送线路56全长上的特性阻抗设定为一定的值。因此，能够容易地取得与外部电路的阻抗的匹配，同时在传送线路56的途中不发生噪声的反射，防止由共振引起的噪声增大。
而且，由于在两条信号线路53、54之间凹下设置有刻入沟槽57，所以如图19及图20所示，由正常模式所发生的电束Dn能够通过刻入沟槽57的空隙57A，而由共模所发生的电束Dc则不能够通过空隙57A。因此，使用空隙57A能够不对共模的实效比介电率εwc发生影响，而使正常模式的实效比介电率εwn下降。所以，与第1实施例同样，能够仅使正常模式的损失下降，不对信号波形影响且提高噪声的去除效果。
还有，在所述第4实施例中，电介体层52a的正面是露出，但也可以用其比介电率比电介体层52a的比介电率εr2小的树脂材料等进行覆盖。
而且，材料的选择、布线的方法等都不限于上述内容，与第1实施例同样，可以采用种种变更。
接着，图21～图23是表示本发明第5实施例的噪声滤波器，本实施例中噪声滤波器的特征是，并联设置有夹持相互重叠的三层磁性体层中的中间磁性体层的两条信号线路，同时，在三层磁性体层的最上层与最下层设置接地电极构成传送线路。
61是本实施例的噪声滤波器，该噪声滤波器61大体由后面叙述的电介体层62a、62b，信号线路63、64，接地电极65，电介体部件67，信号用电极端子68、69，以及接地用电极端子70所构成。
62是构成噪声滤波器61外形的略呈棱柱状的叠层体，该叠层体62由三层的磁性体层62a～62c所构成，上层与下层的磁性体层62a、62c，例如可以由铁氧体所形成，中间的的磁性体层62b例如可以由在聚酰亚胺中加入铁氧体粉末经混炼而得到的复合材料所形成。而且，磁性体层62a～62c形成略为四边形(长方形)的板状。
63、64是分别设置在磁性体层62b正面与背面的两条信号线路，该信号线路63、64相互对面夹持磁性体层62b，同时以一定的间隔平行延伸，在成为锯齿状的同时向磁性体层62a的长度方向延伸。而且，信号线路63、64与第1实施例一样，由导电性金属材料形成带状，由后面叙述的接地电极65对其背面一侧全长覆盖而形成传送线路66。而且，信号线路63、64的两端成为电极部63A、64A，分别与后面叙述的信号用电极端子68、69相连接。
还有，信号线路63、64的宽度尺寸W1、W2可以设定为大体相同的值，也可以设定为不同的值。考虑到制造时信号线路63、64的位置偏差，如图23所示，可以将下层侧的信号线路64的宽度尺寸W2设定为比上层侧的信号线路63的宽度尺寸W1大的值。
65是在磁性体层62a的正面与磁性体层62c的背面分别设置的两个接地电极，这些接地电极65，将叠层体62从上下两个方向夹持。而且，接地电极65，可以由导电性金属材料形成略为四边形的平板状，对磁性体层62b、62c全面覆盖。进而，在接地电极65中略为四边形的磁性体层62b、62c的长度方向的中间位置，设置有向宽度方向呈舌状突出延伸的电极部65A，该电极部65A与后面叙述的接地用电极端子70相连接。而且，接地电极65与磁性体层62a～62c及两条信号线路63、64一起构成传送线路66。
67是在两条信号线路63、64之间设置，作为异性介质的电介体部件，该电介体部件67例如可以使用聚酰亚胺所形成，将其比透磁率μr1设置得比磁性体层62a～62c的比透磁率μr0小(μr11)，同时将其比介电率εr1设置得具有与磁性体层62a～62c的比介电率εr0约相同的值。而且，将电介体部件67沿着相互并联设置的信号线路63、64，在磁性体层62a内形成锯齿状。
还有，电介体部件67的宽度尺寸W3，可以设定得与信号线路63、64的宽度尺寸W1、W2大体相同的值，考虑到加工精度，也可以将其设定得大于信号线路63、64的宽度尺寸W1、W2。
68、69是在叠层体62的四角侧分别设置的信号用电极端子，该信号用电极端子68、69与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成，同时，分别与信号线路63、64的电极部63A、64A相连接。
70是在叠层体62的长度方向中间位置宽度方向的两端侧而分别设置的接地用电极端子，该接地用电极端子70与第1实施例相同，由导电性金属材料等形成略呈“コ”字型的同时，与接地电极65的电极部65A相连接。
因此，具有这样结构的实施例能够取得与所述第1实施例大体同样的效果。
而且，材料的选择、布线的方法等都不限于上述内容，与第1实施例同样，可以采用种种变更。
而且，在所述各实施例中，是将信号线路3、4、13、14、33～38、53、54、63、64形成锯齿状、盘卷状等形状，但本发明并不限于此，例如还可以形成直线状的信号线路。
进而，在所述各实施例中，在两条信号线路(例如信号线路3、4)中是设置电介体部件7作为异性介质的结构，但本发明并不限于此，例如，异性介质还可以配置在共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生电磁场的任意位置，例如，可以如图3中的虚线所示，在厚度方向从信号线路3、4离开正面侧与背面侧的位置配置异性介质71。此时，由于正常模式中所发生的磁通量φn能够通过异性介质71，而共模中所发生的磁通量φc则不能够通过异性介质71，所以通过选择比透磁率比磁性体层2b、2c高的磁性体材料作为异性介质71，就能够不对正常模式产生影响，而使共模的损失增大。
而且，在第2及第3实施例中，是使用由非磁性体介质组成的电介体材料17、41作为异性介质。但是，本发明并不限于此，与第1实施例相同，也可以使用低透磁率介质或空隙作为异性介质。
进而，在所述第1～第4实施例中，两条的信号线路3、4、13、14、33～38、53、54是在同一层的位置上水平离间，但本发明并不限于此，如图24的第2变形例所示，也可以采用两条的信号线路3”、4”在叠层体2”内不同层的位置沿厚度方向离间的结构。在这种情况下，与第5实施例相同，在磁性体层2b”、2c”之间，设置由与磁性体层2b”、2c”大体相同的磁性材料所组成的磁性体层81，同时，在磁性体层81中位于信号线路3”、4”间配置例如电介体部件82作为异性介质。
如以上的详细叙述，根据本发明之1，由于在绝缘性介质中并联设置有两条信号线路，所以能够利用由这些信号线路及接地电极所构成的传送线路中的热损失而使传送线路传输的信号衰减。而且，由于两条信号线路是具有间隔的并联设置，所以由共模与正常模式在绝缘性介质中所形成的电磁场的分布不同，每一种模式的衰减量也不同。进而，由于在绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性绝缘性介质，所以能够由异性介质使对于一方模式的实质性介质的特性发生变化。因此，能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
根据本发明之2，由于在所述多层绝缘性介质中并联设置有两条信号线路，包含该两条信号线路、由两个接地电极夹持绝缘性介质而设构成传送线路，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性绝缘性介质，所以能够由异性介质使对于每一模式的实质性介质的特性发生变化。因此，能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
而且，由于在多层的绝缘层间设置信号线路的同时，由两个接地电极夹持包含两条信号线路的绝缘性介质，所以可由接地电极对位于多层绝缘层间的信号线路的全长进行覆盖，构成传送线路。这样，由于能够将沿传送线路全长的共模特性阻抗设定为一定的值，所以在传送线路的途中不会发生噪声的反射，能够抑制噪声共振的发生。
而且，由绝缘层中所设置的异性介质，由于能够对传送线路的正常模式的特性阻抗与共模的特性阻抗进行分别设定，所以在正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。无论是在哪一种情况下，都能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对正常模式信号波形的影响。
根据本发明之3，由于在多层绝缘性介质中具有间隔并联设置的两条信号线路，包含该两条信号线路、由两个接地电极夹持绝缘性介质而设构成传送线路，同时，该传送线路在串联连接的状态下重叠，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在所述绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性绝缘性介质，所以能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。
而且，在将全部的信号线路的宽度尺寸设定为大体相等的值的同时，将全部绝缘层的厚度尺寸与材特性等也设定为大体相等的值的情况下，各层传送线路的共模特性阻抗与正常模式特性阻抗也能够大体相互一致。这样，由于能够将串联连接的传送线路的全体上的共模特性阻抗设定得大体一定的值，所以在传送线路的途中不会发生噪声的反射，能够抑制噪声共振的发生。进而，由于多层的传送线路中的信号线路是串联连接，所以能够使信号线路的全长加长，使通过信号线路的噪声的衰减量增大。
而且，由于在绝缘性介质中所设置的异性介质，使传送线路中正常模式特性阻抗与共模特性阻抗能够个别地设定，所以在信号侧的正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于噪声侧的共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种。同时，无论是在选择了哪一种结构的情况下，都能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对信号波形的影响。
根据本发明之4，由于绝缘性介质的正面设置两条信号线路，以及在绝缘性介质的背面设置两个接地电极所构成传送线路，所以能够利用绝缘性介质的热损失衰减传送线路所传输的信号。而且，由于在绝缘性介质中，共模的信号与正常模式的信号所产生的电磁场中大概仅存在有任意一方的模式信号所产生电磁场的部位，配设有与所述绝缘性介质不同的异性绝缘性介质，所以能够对每种模式的信号衰减量进行调整，使必要模式的信号损失减小，使不要模式的信号损失增大。进而，由于由接地电极将两条信号线路从绝缘性介质的背面沿全长进行覆盖而形成的传送线路，所以能够沿传送线路的全长将共模特性阻抗设定为一定的值，能够抑制传送线路途中噪声的反射、共振等的发生。
而且，由于在绝缘性介质中所设置的异性介质，使传送线路中正常模式特性阻抗与共模特性阻抗能够个别地设定，所以在正常模式特性阻抗对于外部的电路取得匹配的状态下，对于共模的特性阻抗，可以选择对外部电路不匹配的结构与匹配的结构中任意一种，同时，无论是在选择了哪一种结构的情况下，都能够利用反射与/或热损失，与以往技术相比，使对于共模信号的传送损失增大。特别是，在本发明的结构中，由于没有在以往技术中所见到的高频区域(数百MHz以上)的插入损失的共振点，所以能够得到直到约10GMz的噪声衰减效果。而且，与以往技术相比，正常模式特性阻抗容易对外部的电路匹配，能够减少由共振等对正常模式信号波形的影响。
根据本发明之5，由于是将所述异性介质配置在两条信号线路之间，所以可对两个模式中仅有正常模式的磁通量或电通量通过的位置配置异性介质，对正常模式的实效比透磁率或实效比介电率进行调整。
根据本发明之6，由于绝缘性介质是由磁性体构成的磁性体介质所形成，所以可利用磁性体介质的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于在两条信号线之间配置了其比透磁率较磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质、或空隙，所以使两个模式中对于正常模式的实效比透磁率下降，正常模式的信号就能够不生成波形异常地传输。
根据本发明之7，由于绝缘性介质是由电介体构成的电介体介质所形成，所以可利用磁性体介质的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于在该电介体介质的正面两条信号线路之间凹下设置有刻入沟槽，所以由刻入沟槽内部所形成的空隙，可使对于两个模式中正常模式的实效比介电率下降，因此，能够使正常模式的信号损失减小。
根据本发明之8，由于具有绝缘性介质由磁性体构成的磁性体介质所形成，异性介质由在两条信号线路之间由比透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质、或空隙所形成，由比透磁率比该低透磁率介质、非磁性体介质、或空隙要高的涂层将该低透磁率介质、非磁性体介质、或空隙与所述两条信号线路覆盖的结构，所以可利用磁性体介质及涂层膜的磁损失(热损失)而使信号衰减。而且，由于在两条信号线路之间配置有低透磁率介质等，所以可使对于两个模式中正常模式的实效比透磁率下降，在使共模的信号衰减的同时，使正常模式的信号就能够不生成波形异常地传输。
根据本发明之9、10，由于信号线路形成锯齿状或盘卷状，所以与信号线路形成直线的情况相比，能够使其长度尺寸增大，从而使不要模式的信号(噪声)的衰减量增大。
权利要求
1.一种噪声滤波器，是一种具有由绝缘材料组成的绝缘性介质、与该绝缘性介质相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
2.一种噪声滤波器，是一种具有由重合多层的绝缘层组成的绝缘性介质、与所述多层绝缘层之间相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及包含该两条信号线路、夹持所述绝缘性介质而设置的两个接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
3.一种噪声滤波器，是一种重叠有由重合多层的绝缘层组成的绝缘性介质、与所述多层绝缘层之间相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及包含该两条信号线路、夹持所述绝缘性介质而设置在最上层与最下层上的两个接地电极所构成的传送线路，所述两条信号线路在多层间分别具有串联连接的结构，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
4.一种噪声滤波器，是一种具有由层状的绝缘性介质、与该绝缘性介质表面相距一定间隔地并列设置的两条信号线路及设置在所述绝缘性介质的背面上的两个接地电极所构成的传送线路，在所述两条信号线路中去除传送相同方向信号的共模与传送不同方向信号的正常模式中的不要的模式信号的噪声滤波器，其特征在于在所述绝缘性介质中，在仅存在共模信号和正常模式信号所产生的电磁场中的由任意一方的模式信号所产生的电磁场的部位上，配设有与所述绝缘性介质不同的异性介质，对应该一方的模式调整信号损失。
5.根据权利要求1所述的噪声滤波器，其特征在于所述异性介质是配置在所述两条信号线路之间。
6.根据权利要求5所述的噪声滤波器，其特征在于所述绝缘性介质是由磁性体构成的磁性体介质所形成，所述异性介质是由透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质或空隙所形成。
7.根据权利要求4所述的噪声滤波器，其特征在于所述绝缘性介质是由电介体构成的电介体介质所形成，在该电介体介质的表面上形成位于所述两条信号线路之间的刻入沟槽，所述异性介质由形成在该刻入沟槽内部的空隙构成。
8.根据权利要求4所述的噪声滤波器，其特征在于所述绝缘性介质是由磁性体构成的磁性体介质所形成，所述异性介质是由位于所述两条信号线路之间的比透磁率比该磁性体介质小的低透磁率介质、非磁性体介质或空隙所形成，由比透磁率比该低透磁率介质、非磁性体介质或空隙要高的涂层膜将该低透磁率介质、非磁性体介质或空隙与所述两条信号线路覆盖。
9.根据权利要求1所述的噪声滤波器，其特征在于所述信号线路形成蛇行的锯齿状。
10.根据权利要求1所述的噪声滤波器，其特征在于所述信号线路形成螺旋状。
全文摘要
本发明提供一种小型噪声滤波器。通过叠层4层磁性体层(2a～2d)形成叠层体(2)。通过在磁性体层(2b、2c)之间并列设置信号线路(3、4)，同时由两个接地电极夹持磁性体层(2b、2c)构成传送线路(6)。进而，在磁性体层(2b、2c)之间配置电介体部件(7)。由此，可以利用磁性体层(2a～2d)的磁性损失使共模信号衰减，由电介体部件(7)使正常模式信号的实效比透磁率下降，在保持不失真的状态下传送。从而可以在防止噪声共振的同时，对每个模式信号的衰减比例进行设定。
文档编号H03H1/00GK1485863SQ03154848
公开日2004年3月31日 申请日期2003年8月20日 优先权日2002年8月21日
发明者原田 , 原田徹 申请人:株式会社村田制作所