专利名称：带阻滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种射频带阻滤波器，一种用于蜂窝无线网络的基站功率放大器，一种用于移动电话手机的双工器，以及一种低噪声放大器(LNA)的输入级。
背景技术：
从上世纪60年代中期起，人们已经开始研究表面声波(SAW)器件，并使之逐渐商业化。这样的器件典型地具有形成于一块压电衬底之上的采取互锁“手指”形式的电极(所谓的交叉指型电极)。当高频信号被施加到各输入电极之上时，在压电衬底之上就产生具有声行波形式的机械振荡，后者由各输出电极检出。一般来说，当表面声波的波长和电极“手指”的周期相同时，表面声波的振幅就处于它们的最大值，同时该器件具有低的电阻抗。在其他输入频率上，该器件表现为具有较高的电阻抗。
因此，可以使这种所谓的“表面声波谐振器滤波器”具有非常精细和狭窄的带通特性(典型地具有1000以上的Q因数)。而且，由于表面声波跨越衬底的行进速度比电磁波速度慢100,000倍，所以这种器件通常是很紧凑的。在实践中，这样的器件可以用于一种梯形架构(多个分路的和多个串联的谐振器滤波器在一起使用)。这使得有可能按照人们的愿望去调谐组合的带通特性。
因此，这样的器件已经找到许多用途。然而，这样的器件存在两个显著的缺点，从而妨碍了它们在某些应用场合中的使用。首先，使用表面声波谐振器生成的带通滤波器典型地具有相对较高的插入损耗，典型地，其最小值为1或2dB。对一个单级带通梯形滤波器来说，当前的最新技术能达到在通带内的插入损耗约为1dB，而在阻带内的抑制约为15dB。这些损耗典型地作为当电能被转换为声能并且环绕着表面声波滤波器腔体行进时的粘弹性衰减和/或从表面声波到体声波的模式转换的结果而出现的。其次，表面声波滤波器的功率处理能力是有限的。在大功率的情况下，各金属电极所受到的超声振动将最终导致金属颗粒边界的迁移。因此，例如，在当前的1800、1900和2100MHz的蜂窝移动频段中，由于在这些频段上，在所需的大约30dBm的功率电平下，这样的滤波器不能经受一个现实的时间长度，所以这样的滤波器不能用作移动手机的双工器。
迄今为止，在表面声波陷波或带阻滤波器方面，人们所做的工作还很少。在已经报道的少量工作中，大多数都把注意力集中在窄带陷波滤波器的研制上。关于表面声波陷波滤波器的首批出版物其中之一就是美国专利第4,577,168号(哈特曼)。该专利描述了用以实现表面声波陷波滤波器的各种技术，其中，在一个单相单向换能器(SPUDT)的表面声波换能器的通带内的电导被用作一个阻抗元件，以生成一个陷波滤波器。一种实施方式使用一个SPUDT并结合一个射频变压器的阻抗，其他的实施方式则包括用一个SPUDT换能器阻抗元件来取代在一个桥接T型陷波滤波器中的各电容器。这个方案有一个缺点，即，SPUDT换能器归入有限冲击响应器件的类别之中，因此，若希望得到窄的陷波带宽，则该器件必须做得长一些。而且，由于需要1/8波长的电极，所以在已提升的频率上，SPUDT型器件是不容易制造的。
在S.Gopani和B.A.Horine发表于1990年超声学专题讨论会的论文“表面声波波导耦合谐振器陷波滤波器”中描述了这项技术的变型，其中将一个双极波导耦合(WGC)谐振器嵌入到一个全通网络之中，以实现一个陷波滤波器。此项技术具有两个主要的缺点。首先，WGC谐振器仅限于石英晶体，因此，只有0.1％的带宽是可得到的。其次，由于一个典型的器件具有84kHz的40dB阻带宽度，同时具有444kHz的3dB阻带宽度，所以该谐振器具有一个大约5.3的很差的波形系数。所描述的器件具有247MHz的中心频率，并且在通带内的插入损耗为4dB的量级。
在P.A.Lorenz和D.F.Thompson发表于1998年超声学专题讨论会的论文“宽带低成本的表面声波陷波滤波器”中，描述了进一步的修改。此项技术包括将两个单极表面声波谐振器跟介于它们之间的一个谐振器串联。此项技术获得40dB以上的陷波深度，但是具有一个4.3的相对差的波形系数，其中，在中心频率为420MHz时，40dB阻带宽度为86kHz，3dB阻带宽度为370kHz。在阻带内的插入损耗约为5dB以下。
其他较简单的实施方式包括使用一个单极表面声波谐振器跟信号串联，以便在反谐振频率上得到一个陷波。虽然简单，但是这种滤波器还是具有相对窄的抑制带宽，然而，其波形系数很差。
相对于较宽的带阻滤波器来说，所有已报道的表面声波陷波滤波器的研制都更加专注于窄带陷波滤波器。而且，此项技术包括将一个表面声波SPUDT或谐振器器件的阻抗应用于一个全通网络之中，以便在靠近表面声波器件的通带处产生陷波响应，同时使表面声波器件的电容特性远离陷波，以形成一个全通网络。在已报道的文献中，已经获得了相当差的陷波波形系数和插入损耗。因此，存在对具有较宽阻带的器件和/或在通带内的较低插入损耗的需求。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一个射频带阻滤波器，它包括一个分路声谐振器和一个串联声谐振器，该分路谐振器被安排通常在阻带频带上谐振，而该串联谐振器被安排通常在阻带频带上反谐振。
可以对串联谐振器的反谐振频率和分路谐振器的谐振频率的精细的布局进行调整，以便在阻带深度或阻带宽度之间获得所需的折衷，这将在下面进行详细说明。
这种安排克服了功率处理问题。从常规上来说，各种声谐振器都被配置用于提供一种带通架构。在这种架构中，串联谐振器被选择用于在通带内谐振，而分路谐振器则被选择用于在通带内反谐振。然而，通过把这种架构颠倒过来，就能产生一个陷波或带阻滤波器。
这样一个带阻滤波器可以用在例如一个基站或手机收发器的功率放大器输出端，其阻带被调谐到接收频段的噪声。由于该滤波器被调谐到接收频段，并且因此位于出现强的声谐振的接收频率上，所以该滤波器将容易允许一个大的发射信号通过。由于接收频段的功率很小，并且由于在发射频段实际上不存在声谐振，所以在这样的滤波器中，声-电迁移不是一个重要因素。因此，在发射频段，这样的器件的功率处理受到电子迁移(最终在电极之间击穿)的限制。当功率电平比现有技术的带通声谐振器滤波器在其通带频率上可以通过的功率电平大得多时，就会出现此种现象。
而且，在本发明的带阻架构中，该滤波器在其阻带以外表现为一个高Q的串联和分路电容器。通过纳入一个高Q匹配网络，该电容(在阻带以外)可大大减小，使得对一个在阻带中具有15dB衰减量的滤波器来说，可以得到在0.2dB区间以内的插入损耗。
因此，例如，这样一个滤波器可以用在一个通用移动通信系统(UMTS)的基站，以便降低双工器模块的造价(目前此项造价构成基站机柜的整个造价的大约10％)。
因此，在第二方面，提供了一个用于蜂窝无线网络的基站功率放大器，该功率放大器包括至少一个级间带阻滤波器，后者又包括一个分路声谐振器和一个串联声谐振器，该分路谐振器被安排通常在阻带频带上谐振，而该串联谐振器被安排通常在阻带频带上反谐振。
由于如上所述，本发明的带阻滤波器在阻带以外表现为一个高Q的串联和分路电容器，因此本发明的带阻滤波器作为功率放大器的级间滤波器使用特别合适。该等效电容器具有短的延时，因此产生一种非常好的宽带特性，同时具有良好的相位线性和振幅平坦度。这与具有抛物线群延时从而具有不良相位线性的通带谐振器大不相同。而且，这样的通带谐振器滤波器(如上面所指出的那样)在通带中的损耗太大，同时振幅平坦度不足以用于蜂窝无线基站放大器。
在另一方面，提供了一个低噪声放大器的输入级，它包括一个带阻滤波器，后者又包括一个分路声谐振器和一个串联声谐振器，该分路谐振器被安排通常在阻带频带上谐振，而该串联谐振器被安排通常在阻带频带上反谐振。在这种架构中，构为低噪声放大器的输入级的一部分的该滤波器可以被用来对注入到低噪声放大器的、处于发射频段的功率进行抑制。
这样一来(如同将在下面说明的那样)，对基站双工器的发射/接收隔离的要求可以降低，例如，从90dB的量级降低到45dB的量级。这就允许对基站使用显著地廉价的双工器。
还有，本发明的另一个方面提供了一种用于移动电话手机的双工器，它包括一个射频带阻滤波器，后者又包括一个分路声谐振器和一个串联声谐振器，该分路谐振器被安排通常在阻带频带上谐振，而该串联谐振器被安排通常在阻带频带上反谐振。
这样的滤波器还可以被用来在手机或基站中抑制飞机频段的干扰，以及各种电视或无线电信号。它们还可以被用来抑制在发送或接收链路中不想要的LO、边带或图像频率，在此处由带通滤波器引入的畸变或损耗都是不可接受的。在一部必须传送一组预畸变信号的发射机的实例中，例如在一个使用基带预畸变功率放大器的系统中，就可能出现这种情况。由于任何滤波器都处于校正环路之中，所以他们必须在感兴趣的频率范围内，提供非常小的振幅或相位畸变。
再有，由于表面声波谐振器以及薄膜体声波谐振器(例如，由Agilent公司出品的FBAR产品)的等效电路是相同的，所以本发明可以使用一个表面声波谐振器或者一个薄膜体声波谐振器作为声谐振器部件。薄膜体声波谐振器实施方式的优点之一就是可以用硅完全地实现该滤波器，在某些应用中，这将为表面声波谐振器架构提供封装上的好处。
通过察看下列各特定的实施例的说明，并结合诸附图，将使本领域的技术人员对本发明的其他方面和特征了解得更清楚。
图1是根据本发明的声谐振器的梯形架构的示意性电路图；
图2是图1的具有高Q匹配网络的电路的示意性表示；图3是含有根据本发明的滤波器的一个蜂窝移动基站的示意性方框图；图4是含有根据本发明的双工器的一部移动手机的示意图；图5是滤波器的第一实施例的仿真S21参数的曲线；图6是滤波器的第二实施例的仿真S21参数的曲线；以及图7是滤波器的第三实施例的仿真S21参数的曲线；具体实施方式
参照图1，两个串联谐振器SR2和SR4跟一个输入端口6和一个输出端口8串联连接。两个并联谐振器PR10和PR12被连接到介于两个串联谐振器SR2和SR4以及一个接地端14之间的梯形架构之中。
该谐振器可以是表面声波谐振器或薄膜体声波谐振器。
两个串联谐振器SR2和SR4被设计成在感兴趣的阻带上呈现高阻抗。通过将滤波器设计成在阻带频率上反谐振，就能实现这一点。分路或并联的谐振器PR10和PR12被设计成在阻带上提供低阻抗。通过把这些滤波器设计成在阻带上发生谐振或接近于谐振，就能实现这一点。
因此，滤波器的整体效果就是在阻带频带上，为呈现于输入端6和14之间的信号提供高阻抗。
在下面将要详细说明的应用项目中，图1的滤波器的所期望特性之一就是滤波器在阻带以外的效应。在紧靠着阻带但频率比它低的通带中，串联谐振器SR2和SR4都处于它们的谐振频率上，同时分路的谐振器PR10和PR12只表现对地的电容性负载。在紧靠着阻带但频率比它高的通带中，分路的谐振器PR10和PR12都处于它们的反谐振频率上，从而对地呈现高阻抗，同时串联谐振器SR2和SR4都呈现出一个电容性的串联阻抗。在显著地高于和低于通带的频率上，串联的和分路的谐振器都只表现为高Q值的电容器。
这样一来，在位于阻带的任何一侧的通带中，滤波器表现为一个高Q值的串联的和分路的电容器。该电容器在其非常宽的频段特性中具有非常短的延时，同时具有优异的相位线性和优异的振幅平坦性。通过纳入如图2所示的高Q匹配网络16和17，该滤波器在阻带以外的插入损耗可以降低到0.2dB的量级。如同本领域中所熟知的那样，匹配网络可以被形成为串联的和分路的无源电感和电容元件。
可选地，可以使用一个级间分路电感19来帮助实现匹配。在2GHz量级以上的频率上，可以使用微波传输带匹配来实现匹配。
可以通过使用可选的附加的分路谐振器21来实现对称响应。
虽然图1和2表示一种两级的梯形架构，但是人们将理解，也可以使用一个单级(或两级以上)。
图3表示示于图1和2的滤波器在一个蜂窝移动无线网络的基站中的一种应用类型。
天线20被用来按照各自不同的频率向移动手机进行发送或从手机进行接收。双工器22被用来在发射频段中，从功率放大器24向天线20馈送信号，以及在接收频段中，从天线20向低噪声放大器26馈送信号。
在功率放大器24的放大器级30和32之间使用的滤波器28被用来抑制处于接收频段的各个频率。这样就减少了在接收频段上，出现在通往双工器的输入端34处的能量。
另一个声谐振器带阻滤波器36被调谐到能抑制在通往低噪声放大器26的输入级处的发射频段。
通过将滤波器28和36纳入到基站的设计之中，由于滤波器36使得低噪声放大器对发射频段的能量的敏感度得以降低，并且将处于接收频段的能量引入到双工器22的功率放大器24对该能量的敏感度也有所降低，所以双工器的工作裕量得以减少。这样就能降低双工器22的造价，从而导致基站的整体造价的显著降低。
应当理解，虽然图3示出了两个放大器级30和32以及一个单独的级间滤波器28，但是放大器级的数目以及级间滤波器的数目可以与此不同。类似地，带阻滤波器36和单独的低噪声放大器26的显示仅用来表示本发明的滤波器的一个可能的使用实例。
图4表示纳入了一个双工器的一部移动电话手机40，该双工器的工作类似于图3的双工器22。双工器的用途是允许使用相同的天线来同时发送与接收不同频段(的信号)，同时保证相对地大功率的发射信号不致淹没将由低噪声放大器放大的接收信号。如上所述，由于大功率与相对地高的频率的组合会迅速地损坏滤波器的电极，所以通常不能将表面声波滤波器用于1800MHz或以上频段的移动手机应用之中。因此，在当前的实践中，由陶瓷滤波器来建立这样的双工器。然而，由于本发明的滤波器的谐振模式为处于接收频段(当用于发射电路部分时)，所以大功率不致损坏滤波器。这样一来，在图3的基站以及在图4的移动手机中，都有可能将表面声波滤波器用于发射电路之中。
应当指出，还可以将带阻滤波器用于抑制其他干扰源，例如来自飞机频段的干扰。
可以对串联谐振器的反谐振频率以及分路谐振器的谐振频率的精细的安排进行调整，以便在阻带深度或阻带宽度之间获得所需的折衷。由于在该频率上串联阻抗对分路阻抗的比值得以最大化，所以通过将各自的(中心)频率互相靠近放置，就能以牺牲阻带宽度为代价(图5)来使阻带深度最大化。通过使分路谐振器的谐振频率稍微高于(图6)或稍微低于(图7)串联谐振器的反谐振频率，就能以牺牲陷波深度为代价来增加阻带宽度。
参照图8，使用表面声波滤波器阵列40和42，就能增加这个滤波器的功率处理能力。每一个阵列都包括多个串联和并联的滤波器(在所示的实例中，使用一个方形阵列，其中包括被安排成一个3×3栅格的9个滤波器)。假定寄生电容受到适当的控制，同时假定在每一个阵列中的每一个滤波器都是相同的，则图8的架构的频率特性相同于单个串联和分路的谐振器的频率特性。然而，由于跨越和通过每一个谐振器的电压和电流分别被串联和并联架构所分割，所以总的功率处理能力大大地增加。因此，例如，使用如图所示的3×3谐振器阵列，就能使功率处理能力增加9倍。这使得带阻滤波器适用于例如一个低功率(例如5瓦)微基站的功率放大器输出端。多于两个阵列时，可以重复使用这种架构。
为了避免产生疑惑，要注意的是，虽然以上结合单端口谐振器来对本发明进行说明，但是也可以使用多端口谐振器来实现本发明(虽然据信并不理想)。
因此，概括地说，通过建立一个使用声谐振器的带阻滤波器，就有可能将表面声波谐振器滤波器用于这样的应用场合，对这些应用场合来说，常规的带通谐振器滤波器的插入损耗和功率处理限制已经被证明是不适用的。
针对本说明书的用途，名词“RF”和“射频”被解释为限定于表面声波谐振器、薄膜体声波谐振器以及任何等效滤波器可以被设计在其中运行的频率范围。之所以这样，是因为本发明的带阻滤波器的工作频率仅受到它赖以构成的谐振器的能力的限制。
应当理解，根据应用场合和目标性能，可以将上述带阻滤波器设计在多种多样的衬底之上。本领域的技术人员将理解，名词表面声波的概念可以外延到经典的瑞利波以外，还可以包含泄漏的各种表面声波(Leaky SAWs)，掠过表面的各种体波以及各种表面横波。
波的类型将取决于所选用的衬底。支持经典的瑞利模式的几个实例是ST石英、YZ铌酸锂、128°切割X轴铌酸锂、X切割112.2Y方向钽酸锂，仅举数例。支持泄漏的表面声波的衬底的实例是LST石英、64°YX铌酸锂，以及36至42°YX钽酸锂。支持掠过表面的体波的衬底的实例是旋转的Y切割ST石英、35.5°(AT)旋转Y切割石英，以及36°旋转YX钽酸锂。
而且，本器件可以设计在多层衬底之上，例如，但不局限于，具有SiO2层的钽酸锂，或者含有Si/金刚石/ZnO/Al/SiO2的金刚石衬底，例如最近由Sumitomo公司研制的那一种。
权利要求
1.一种射频带阻滤波器，包括一个分路声谐振器和一个串联声谐振器，该分路谐振器被安排通常在阻带频带上谐振，而该串联谐振器被安排带上谐振在阻带频带上反谐振。
2.根据权利要求1所述的射频带阻滤波器，包括多个分路声谐振器，其中的每一个都被安排通常在阻带频带上谐振，以及多个串联声谐振器，其中的每一个都被安排通常在阻带频带上反谐振，所述分路和串联声谐振器都被安排在一种梯形架构之中。
3.根据权利要求1至2中任何一项所述的射频带阻滤波器，其中，所述分路和串联声谐振器中的每一个都被形成为多个串联和并联连接的谐振器的一个阵列。
4.根据权利要求1至3中任何一项所述的射频带阻滤波器，其中，所述声谐振器是单端口器件。
5.根据权利要求1至4中任何一项所述的射频带阻滤波器，其中，所述声谐振器是表面声波谐振器。
6.根据权利要求1至5中任何一项所述的射频带阻滤波器，其中，所述声谐振器是薄膜体声波谐振器。
7.根据权利要求1至6中任何一项所述的射频带阻滤波器，还包括一个高Q值匹配网络，它被安排用于降低该滤波器在阻带频带以外的视在电容。
8.一种用于蜂窝无线网络的基站功率放大器，该功率放大器包括至少一个根据权利要求1至7中任何一项所述的级间带阻滤波器。
9.一种用于移动电话手机的双工器，包括一个根据权利要求1至7中任何一项所述的射频带阻滤波器。
10.一种低噪声放大器输入级，包括一个根据权利要求1至7中任何一项所述的带阻滤波器。
全文摘要
可以将诸如表面声波(SAW)器件和薄膜体声波谐振器(FBAR)的声谐振器配置成产生一个带阻滤波器。这样的滤波器克服了常规的带通架构中的插入损耗和功率处理限制，并且它本身可以用于功率放大器以及双工器应用场合。
文档编号H03H9/60GK1630980SQ03803789
公开日2005年6月22日 申请日期2003年1月30日 优先权日2002年2月12日
发明者史蒂夫·A·博丁, 萨姆塞克·西查勒恩, 简春云 申请人:北电网络有限公司