专利名称：推挽式放大器和频率转换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于无线通信系统的推挽式放大器和频率转换电路。
背景技术：
最近，使用无线通信系统例如便携式电话、无线LAN、蓝牙或ITS(智能传输系统)的各种服务已经快速投入广泛的应用。在这样的无线通信系统中使用的移动终端设备领域，与对高功能性的挑战一起，尺寸减小和重量减小正在得到进展，并且对于移动终端设备的RF(射频)部分，需要对能量消耗的进一步减小。
在以上所描述的各种无线通信系统中，用于将信号频率转换为另一频率的频率转换电路是不可少的关键组件之一。所述频率转换电路在发射系统中使用，作为通过使用本地振荡频率信号(此后被称为LO信号)将具有相对较低频率的、用于信号处理的IF(中频)信号转换为具有相对较高频率的、用于发射的RF信号的电路。此外，所述频率转换电路在接收电路中充当将RF信号转换为IF信号的电路。在上述操作中，需要频率转换电路减小泄漏到输出侧的LO信号分量，以便消除发射/接收操作中不需要的频率分量。特别地，更为严格地需要发射系统的频率转换电路减小泄漏到发射输出的LO信号分量，这是由于LO和RF信号的频率较接近。
图1示出了频率转换电路的典型结构。
如图1所示，配置频率转换电路1以使其具有混频电路2，用于利用LO信号(LO)转换输入信号(Pin)的频率；以及输出放大器3，用于放大混频电路2的输出信号。此后，混频电路2的输出信号被称为频率转换后的信号，而输出放大器3的输出信号被称为频率转换后的输出信号。
对于图1所示的混频电路2，广泛地使用被称为吉尔伯特单元的双平衡电路，能够利用差分电路的对称特性，阻止LO信号分量泄漏到输出侧(例如，日本专利待审公开No.11-74733和日本专利待审公开No.2002-124834)。图2示出了吉尔伯特单元的电路结构的示例。
如图2所示，吉尔伯特单元具有以下结构具有差分结构的输入信号放大部分21，用于对输入信号(图2中的IF)进行电压到电流转换，并且还具有配备有两个差分电路的开关部分22，提供输入信号(IF)和LO信号(LO)一起混频(相乘)的结果作为频率转换后的信号。由于吉尔伯特单元从两个输出端子提供相同幅度的同相LO信号分量作为输出，因此取出两个输出的差分信号涉及LO信号分量彼此的补偿。
图3是示出了具有用于图1所示的输出放大器的差分放大电路的传统频率转换器的结构的电路图。
图3所示的频率转换电路是一个示例，其中上述吉尔伯特单元构成了混频电路而差分放大电路构成了输出放大器。该电路结构将从混频电路提供的两个频率转换后的信号提供给构成差分放大器的晶体管Q21和Q22，从晶体管Q21中输出作为晶体管Q21和Q22的输入信号的差分信号的频率转换后的输出信号。
在该电路中，如果晶体管Q21和Q22的输入阻抗是相等的，则与混频电路的两个输出端子相连的负载阻抗是相等的，因此，混频电路提供具有相同相位和相同幅度的LO信号分量。结果，通过构成差分放大电路的输出放大器，两个LO信号分量彼此补偿，使泄漏到频率转换后的输出信号的LO信号分量减小。出于该原因，该差分放大电路已经广泛用作频率转换电路的输出放大器。
可选地，图4所示的推挽式放大器还可以用于针对图1所示的频率转换电路的输出放大器3。
如图4所示，所述推挽式放大器的结构具有上晶体管Q31，在集电极处向其提供电源电压，并且还具有发射极接地的下晶体管Q32，其中上晶体管Q31的发射极和下晶体管Q32的集电极彼此相连。在图4所示的传统推挽式放大器中，将上晶体管Q31的集电极直接与电源Vcc相连。在该电路结构中，上晶体管Q31作为发射极跟随器操作而下晶体管Q3作为发射极接地放大器操作。
图5是示出了使用如图4所示的推挽式放大器作为输出放大器的传统频率转换电路的结构的电路图。
图5所示的频率转换电路的配置是电路结构的一个示例，其中混频电路由前述吉尔伯特单元构成且输出放大器由图4所示的推挽式放大器构成。从第一偏置电路31和第二偏置电路32向如图5所示的推挽式放大器的上晶体管Q31的基极和下晶体管Q32的基极提供预定偏置电压，从而每一个晶体管将均在预定操作点附近操作。此外，将从混频电路提供的两个频率转换后的信号通过电容器C4和C5分别提供给上晶体管Q31和下晶体管Q32的基极。
在该电路结构中，将从混频电路提供的两个频率转换后的信号输入到上晶体管Q31和下晶体管Q32，由推挽式放大器对两个频率转换后的信号的差值信号进行放大，并且从上晶体管Q31和下晶体管Q32的连接点提供放大后的差值信号，作为频率转换后的输出信号。
作为参考，图2到图5示出了电路结构的示例，其中将IF信号(IF)输入到混频电路的输入信号放大部分，将LO信号(LO)输入到开关部分，并且提供RF信号，作为频率转换后的信号和频率转换后的输出信号。当需要从频率转换电路中取出IF信号时，例如，可以通过将RF信号输入到输入信号放大部分且同时将LO信号输入到开关部分，来产生IF信号。
在传统频率转换电路中，如图3所示的差分放大电路已经广泛用作上述输出放大器。然而，已经遇到的问题在于实现能量消耗的减小将是困难的，这是由于需要实质上与混频电路相同或更大的消耗电流以实现差分放大电路所需的增益。
然而，如果将推挽式放大器用作频率转换电路的输出放大器，则已经遇到的问题在于上和下晶体管的输入阻抗彼此不同。
以下将参考图6来解释推挽式放大器的输入阻抗。
图6是图4所示的推挽式放大器的上晶体管的等效电路。
图6所示的符号rb代表上晶体管的基极电阻，Ib代表基极电流。此外，rπ代表上晶体管的发射极电阻，Cπ代表发射极电容，gm代表互导以及β代表电流增益。
现在，假定作为上晶体管的负载阻抗操作的下晶体管的阻抗为ZL。于是，上晶体管的输入电压Vi和发射极阻抗ZE可以表示为以下等式(1)和(2)Vi＝rb×Ib+ZE×Ib+ZL×(Ib+gm×ZE×Ib)(1)ZE=rπ(1-jωrπCπ)1+ω2rπ2Cπ2---(2)]]>因此，上晶体管的输入阻抗Zi1由以下等式(3)来表示Zi1=ViIb=rb+ZE+ZL×(1+ZE×βrπ)---(3)]]>发射极接地的下晶体管的输入阻抗Zi2由以下等式(4)来表示Zi2＝rb+ZE(4)从(3)和(4)的比较可知上晶体管的输入阻抗Zi1以等式(3)右手侧上的第三项的值大于下晶体管的输入阻抗Zi2，ZL×(1+ZE×βrπ).]]>出于该原因，采用图4所示的推挽式放大器作为频率转换电路的输出放大器导致了从混频电路的输出侧所看到的不平衡负载阻抗，使从混频电路的两个输出端子提供的LO信号分量的相位和幅度彼此不一致。结果，从输出放大器中提供高电平LO信号分量，作为输出。
尽管推挽式放大器的特征在于以更小的消耗电流进行操作和其比差分放大电路更高增益的可能性，但是由于其不平衡输入阻抗，难以使用推挽式放大器作为频率转换电路的输出放大器，因此，该推挽式放大器并不经常用作差分放大电路。
本发明的目的是提出一种具有以减小的消耗电流和较高的增益来进行操作的输出放大器的频率转换电路，而无需增加可能会泄漏到输出信号中的LO信号分量。
发明内容
为了实现本发明的目的，本发明的频率转换电路具有能够以减小的消耗电流操作且提供高增益的推挽式放大器，作为输出放大器。此外，将所述推挽式放大器配置为具有电压降电路，用于使上晶体管的集电极电位下降到低于电源电位的电平。将所述电压降电路配置为诸如具有插入在上晶体管的集电极和电源之间的电阻器。
在具有该电压降电路的推挽式放大器中，由于电压降电路的操作，向上晶体管的集电极提供低于电源电位的电位。这引起了上晶体管的电流增益β的减小，造成了等式(3)的右手侧的第三项的值的减小。结果，上晶体管的输入阻抗接近下晶体管的输入阻抗，从而改善(补偿)了输入阻抗的不平衡。
在具有上述推挽式放大器作为输出放大器的本发明的频率转换电路中，改善了混频器的负载阻抗的不平衡，从而阻止本地振荡频率的信号分量对频率转换电路的频率转换后的输出信号的泄漏的增加。
出于该原因，能够实现具有能以减小的消耗电流操作且易于实现高增益的输出放大器的频率转换电路，而不会增加本地振荡频率的信号分量对频率转换后的输出信号的泄漏。
特别地，具有插入在电源和上晶体管的集电极之间的电阻器的电压降电路的配置电路结构简单，避免了频率转换电路的电路规模的增加。
图1是示出了频率转换电路的典型配置的方框图；图2是示出了针对混频电路所采用的吉尔伯特单元的配置的电路图；图3是示出了具有用作输出放大器的差分放大器的传统频率转换电路的电路图；图4是示出了用作输出放大器的传统推挽式放大器的配置的电路图；
图5是示出了使用如图4所示的推挽式放大器作为输出放大器的传统频率转换电路的配置的电路图；图6是如图4所示的推挽式放大器的上晶体管的等效电路图；图7是示出了在根据本发明的频率转换电路中采用的输出放大器的配置示例的电路图；图8是示出了具有如图7所示的输出放大器的频率转换电路的配置的方框图；图9是示出了根据本发明的频率转换电路的配置示例的电路图；图10是示出了相对于如图9所示的频率转换电路的电阻器的值Ri绘制的增益、噪声系数和P1dB特性的曲线图；图11是示出了相对于如图9所示的输出放大器的电阻器的值Ri绘制的输入阻抗特性的曲线图；图12是示出了在输出放大器中使用二极管的根据本发明的频率转换电路的配置示例的电路图；以及图13是示出了在混频电路中使用单平衡电路的根据本发明的频率转换电路的配置示例的电路图。
具体实施例方式
接下来将参考附图来解释本发明。
本发明的频率转换电路采用允许低消耗电流和高增益操作的推挽式放大器，作为输出放大器。
如图7所示，配置本发明的推挽式放大器以使其包括上晶体管(第一晶体管)Q1，具有以预定电压供电的集电极；下晶体管(第二晶体管)Q2，具有接地发射极；以及电压降电路4，用于使上晶体管Q1的集电极电位下降到低于电源电平的电平；其中上晶体管Q1的发射极和下晶体管Q2的集电极彼此相连。
例如，构造电压降电路4以使其具有插入在上晶体管Q1的集电极和电源Vcc之间的电阻器Ri，如图7所示。
通过采用该推挽式放大器作为如图8所示的频率转换电路的输出放大器，改善了从混频电路的输出侧所看到的负载阻抗的不平衡，由此，阻止了泄漏到频率转换电路的频率转换后的输出信号的LO信号分量的增加。
现在，解释使推挽式放大器的上晶体管Q1的集电极电位下降到低于电源电位的电平改善上和下晶体管Q1、Q2的输入阻抗之间的不平衡的原因。
如图7所示，当通过作为电压降电路4插入在电源Vcc和推挽式放大器的上晶体管Q1的集电极之间的电阻器Ri，使上晶体管Q1的集电极电位下降到低于电源电位的电平，减小了上晶体管Q1的基极-集电极电压。由于将反向电压施加到上晶体管Q1的基极和集电极的pn结两端，基极-集电极电压的下降导致了结中的耗尽层的宽度的减小，从而增加了基极和集电极之间的寄生电容Cbc。
随着基极-集电极寄生电容Cbc的增加，由图6的虚线(上晶体管的等效电路)表示的路径(Cbc)的阻抗发生减小，这引起了基极-集电极电流的增加。
在该过程中，由于基极-发射极电压不发生变化，由于基极-集电极电流的增加，基极电流，即基极-发射极电流和基极-集电极电流的和会发生增加。
结果，减小了上晶体管Q1的电流增益β，这需要上述等式(3)中的右手侧第三项的值的减小，引起了上晶体管Q1的输入阻抗Zi1接近下晶体管Q2的输入阻抗Zi2。结果，改善了上和下晶体管Q1、Q2的输入阻抗之间的不平衡。
尽管相对于电源电位降低了推挽式放大器的上晶体管Q1的集电极电位，但是该降低仅涉及发射极跟随器的集电极电位的下降，而不会引起增益、线性、噪声特性等的任何恶化。出于该原因，能够充分利用上述推挽式放大器的特性，因此如图8所示的电路配置允许实现低消耗电流和高增益的频率转换电路，而不会增加LO信号分量泄漏到频率转换后的输出信号。
特别地，如图7和图8所示，具有插入在上晶体管Q1的集电极和电源Vcc之间的电阻器Ri的电压降电路4的电路结构不会引起频率转换电路的电路规模的增加，这是由于电压降电路4的电路结构较为简单。
此外，如果采用可变电阻器作为插入在上晶体管Q1的集电极和电源Vcc之间的电阻器Ri，则能够通过该可变电阻器来调节泄漏到频率转换后的输出信号的LO信号分量的量。
接下来将参考附图来解释频率转换电路的具体结构。
图9是示出了本发明的频率转换电路的配置示例的电路图。具体地，图9示出了用于适用于通过使用LO信号来执行从IF信号到RF信号的升频转换的发射系统的频率转换电路的配置示例。
如图9所示，配置本发明的频率转换电路以使其通过使用吉尔伯特单元而具有混频电路5并通过使用如图7所示的推挽式放大器而具有输出放大器6。
将预定偏置电压分别从第一偏置电路61和第二偏置电路62提供给推挽式放大器的上晶体管Q1和下晶体管Q2的基极，以便在预定操作点处操作各个晶体管。此外，将从混频电路5提供的两个频率转换后的信号通过电容器C1、C2分别输入到上晶体管Q1和下晶体管Q2的基极。
如图9所示的混频电路5配置用于专门向输入信号放大部分的输入端子之一提供输入信号(IF)，而其另一输入端子通过电容器C3接地。此外，从第三偏置电路51向输入信号放大部分的两个输入端子提供预定偏置电压。将LO信号输入到混频电路5的开关部分。
如图9所示的混频电路5用于利用LO信号将IF的输入信号频率转换为RF信号，其中将从混频电路5提供的两个频率转换后的信号提供给通过其对差值信号进行放大的推挽式放大器的上晶体管Q1和下晶体管Q2。将放大后的差值信号作为频率转换后的输出信号来提供。
图10示出了相对于如图9所示的频率转换电路的电阻器Ri而绘制的LO泄漏(LOleak)、增益(Gain)、噪声系数(NF)和在输出频率5GHz处的1db压缩点(P1dB)的曲线图。作为参考，在图10中，左侧坐标表示增益、NF和P1dB，而右侧坐标表示LOleak的量。另外，图10示出了跨越插入在电源Vcc和推挽式放大器的上晶体管Q1的集电极之间的电阻器Ri两端到0.2V电压降的范围上的特性。
图10示出了在本发明的频率转换电路中，LO信号分量泄漏到频率转换后的输出信号的泄漏量(LO泄漏量)随着电阻器Ri的值的增加而减小，例如与没有电阻器Ri的情况相比，当Ri＝45Ω时，获得了大约13dBm的改善。另一方面，这些图示出了输出放大器的增益、NF和P1dB实质上是不变的，因此电阻器Ri的设置不会对这些参数造成任何显著的影响。
当使用如图9所示的本发明的推挽式放大器时，消耗电流大约为5mA，而当将差分放大器用于输出放大器来获得相同的增益时，消耗电流大约为12mA。因此，与差分放大器相比，根据本发明的推挽式放大器的消耗电流不超过一半，这表示根据本发明的推挽式放大器有利于实现消耗电流的减小。
图11分别示出了相对于根据本发明的推挽式放大器的电阻器Ri的值而绘制的上晶体管的输入阻抗Zi1和下晶体管的输入阻抗Zi2的变化。作为参考，图11示出了跨越电阻器Ri两端到0.2V的电压降的范围上的特性，如图10那样。
图11示出了上晶体管Q1的输入阻抗Zi1随着电阻器Ri的值的增加而减小以接近下晶体管Q2的输入阻抗Zi2的值。这符合上述解释，并且表示跨越电阻器Ri两端的电压降补偿了推挽式放大器的输入阻抗的不平衡。
此外，尽管以上解释描述了作为设置在本发明的推挽式放大器中的电压降电路插入在电源Vcc和上晶体管Q1的集电极之间的插入电阻器Ri的配置，但是可以将该电压降电路配置为具有二极管D1，阳极与电源Vcc相连而阴极与上晶体管Q1的集电极相连，以使其具有从电源Vcc指向上晶体管Q1的集电极的正向方向，正如图12所示的输出放大器7那样。
此外，尽管作为示例，以上解释描述了使用作为双平衡混频电路的吉尔伯特单元作为设置在本发明的频率转换电路中的混频电路的配置，但是还可以采用如图13所示的单平衡混频电路8。
将如图13所示的单平衡混频电路8配置为具有输入信号放大部分81，用于对输入信号进行电压-电流转换，并且还具有配置为差分电路的开关部分82，提供将输入信号(IF)和LO信号混频(相乘)在一起的结果，作为频率转换后的信号。该配置还允许从两个输出端子提供相同相位且具有相同幅度的LO信号分量，并因而取出从两个输出端子提供的信号的差值信号涉及对LO信号分量的彼此补偿。
此外，尽管以上解释描述了将本发明的输出放大器应用于通过使用LO信号将IF信号升频转换为RF信号的频率转换电路的配置示例，但是还可以将本发明的输出放大器应用于用于通过使用LO信号将RF信号转换为IF信号的频率转换电路。
权利要求
1.一种推挽式放大器，具有第一晶体管，从集电极向所述第一晶体管提供高于地电位的预定电压；以及第二晶体管，具有接地发射极和与所述第一晶体管的发射极相连的集电极；其中所述推挽式晶体管适合于放大分别输入到所述第一晶体管的基极和所述第二晶体管的基极的两个信号的差值信号，并且从所述第一晶体管的发射极和所述第二晶体管的集电极的连接点提供放大后的差值信号，作为输出，并且还具有电压降电路，适合于向所述第一晶体管的集电极提供低于电源电位的电位。
2.根据权利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述电压降电路具有插入在所述第一晶体管的集电极和所述电源之间的电阻器。
3.根据权利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述电压降电路具有插入在所述第一晶体管的集电极和所述电源之间的可变电阻器。
4.根据权利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述电压降电路具有插入在所述第一晶体管的集电极和所述电源之间的二极管，所述二极管具有从所述电源指向所述第一晶体管的集电极的方向上的正向方向。
5.一种频率转换电路，包括混频电路，用于通过使用本地振荡频率信号来转换输入信号的频率；以及输出放大器，具有根据权利要求1所述的推挽式放大器，其中将从所述混频电路提供的两个信号输入到所述第一晶体管的基极和所述第二晶体管的基极。
6.根据权利要求5所述的频率转换电路，其特征在于所述混频电路是双平衡型的。
7.根据权利要求5所述的频率转换电路，其特征在于所述混频电路是单平衡型的。
8.根据权利要求5所述的频率转换电路，其特征在于所述混频电路适合于将所述输入信号转换为具有高于所述输入信号的频率的频率的信号。
9.根据权利要求5所述的频率转换电路，其特征在于所述混频电路适合于将所述输入信号转换为具有低于所述输入信号的频率的频率的信号。
全文摘要
作为频率转换电路的输出放大器，使用允许以较小的消耗电流操作且提供高增益的推挽式放大器。此外，将所述推挽式放大器配置为具有电压降电路，用于使上晶体管的集电极电位下降到低于电源电位的电平。将所述电压降电路配置为诸如具有插入在上晶体管的集电极和电源之间的电阻器。
文档编号H03D7/14GK1682438SQ0382139
公开日2005年10月12日 申请日期2003年9月8日 优先权日2002年9月9日
发明者百百秀彰 申请人:日本电气株式会社