专利名称：双工器的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及双工器，特别涉及利用表面声波滤波器的双工器。
背景技术：
在移动通信设备(尤其是目前800MHz频段的便携式电话设备)中使用了各具有两个表面声波(SAW)滤波器的多个天线双工器。用于天线双工器的这些SAW滤波器需要具有高的功率耐久性以进行稳定工作和实现长寿命。相应地，各双工器的两个滤波器一般形成有梯型滤波器，该梯型滤波器具有以梯型的方式相连的多个SAW器件，并表现出相对高的功率耐久性。
随着对更小尺寸的便携式电话设备和移动通信设备的需求的增长，在尺寸方面可以相对容易做得更小的SAW滤波器对于用于1.9GHz频段的移动通信系统(例如，北美市场的个人通信业务(PCS))的天线双工器是优选的。
无论是对于800MHz频段的设备还是对于1.9GHz频段的设备都要求制造较小尺寸的天线双工器。可以通过在一个基板上形成两个SAW滤波器来制造较小尺寸的天线双工器(例如，如在日本专利申请No.2002-237739中所公开的)。
然而，在小基板上形成两个SAW滤波器而试图制造较小的设备会产生以下的问题阻带抑制程度下降，以及发送信号和接收信号之间的串扰增加。与800MHz频段的天线双工器相比，这些问题在1.9GHz频段的天线双工器中尤其明显，因此，难以利用SAW滤波器来制造1.9GHz频段的天线双工器。
为了消除发送信号和接收信号之间的串扰问题，在两个独立的基板上形成两个SAW滤波器来制造天线双工器。
但是，优选地，应该在一个基板上同时形成这些SAW滤波器来制造天线双工器，原因如下。当两个SAW滤波器形成在两个独立的基板上时，这两个SAW滤波器的中心频率会随着处理批量之间的电极膜厚度和电极指宽度(electrode finger width)的变化而波动。结果，中心频率之间的间隔的波动是各SAW滤波器的中心频率的波动的两倍，导致天线双工器的特性的大的变化。另一方面，当在一个基板上同时形成两个SAW滤波器时，这两个SAW滤波器的中心频率不受电极膜厚度和电极指宽度的变化的影响。因此，两个中心频率之间的间隔变化不大，并且可以获得具有所希望的滤波器特性的天线双工器。如上所述，两个SAW滤波器的中心频率之间的间隔对各天线双工器的特性的影响很大。因此，优选地在一个基板上同时形成两个SAW滤波器，以实现更高的合格率。
如前所述，对于较高频率的天线双工器和较小尺寸的天线双工器存在市场需求。然而，如果要满足这两个需求，则会增加发送信号和接收信号之间的串扰。因此，要获得良好滤波器特性是非常困难的。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种消除了上述缺点的双工器。
本发明更具体的目的是提供一种在单个基板上具有两个或更多个SAW滤波器并呈现优异的滤波器特性的双工器。
本发明的上述目的可以通过一种双工器来实现，该双工器包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，这两个表面声波滤波器中的至少一个是梯型滤波器，其中在形成该梯型滤波器中的多个串联支路谐振器的多个梳状电极中，每两个相邻的梳状电极的沿表面声波传播方向的中心之间的位置差异等于或小于每两个相邻梳状电极中的具有较多对电极指的梳状电极的沿该传播方向的长度的四分之一。
本发明的上述目的还可以通过一种双工器来实现，该双工器包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，这两个表面声波滤波器中的至少一个是梯型滤波器，其中在形成该梯型滤波器中的多个串联支路谐振器的多个梳状电极沿垂直于表面声波传播方向的方向设置；并且连接一输入端子和一输出端子的第一直线偏离垂直于该传播方向延伸的直线(其中该输入端子与形成该梯型滤波器的输入级串联支路谐振器的梳状电极一起整体地形成，该输出端子与形成该梯型滤波器的输出级串联支路谐振器的梳状电极一起整体地形成)，因此该第一直线相对于连接设置在容纳该基板的封装中的输入端子和输出端子的第二直线的角度小于该第二直线相对于在该基板上沿垂直于表面声波传播方向延伸的直线的角度。
本发明的上述目的还可以通过一种双工器来实现，该双工器包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，这两个表面声波滤波器中的至少一个是梯型滤波器，其中连接形成该梯型滤波器的输入级串联支路谐振器的梳状电极的中心和形成该梯型滤波器的输出级串联支路谐振器的梳状电极的中心的第一直线偏离沿垂直于表面声波传播方向的方向延伸的直线，因此该第一直线相对于连接设置在容纳该基板的封装中的输入端子和输出端子的第二直线的角度小于该第二直线相对于在基板上沿垂直于表面声波传播方向延伸的直线的角度。
本发明的上述目的还可以通过一种双工器来实现，该双工器包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器；和设置在该基板上的两个表面声波滤波器之间的接地电极。
通过结合附图阅读以下的详细说明，本发明的其它目的、特征和优点将变得更加明了，其中图1是表示根据本发明第一实施例的双工器的构成的电路图；图2是在根据第一实施例的双工器中采用的梯型滤波器的俯视图；图3是在根据第一实施例的双工器中采用的DMS滤波器的俯视图；图4是表示图2中所示的梯型滤波器的滤波器特性和图3中所示的DMS滤波器的滤波器特性的曲线图；图5表示在采用图2的梯型滤波器作为图1的双工器的接收滤波器的情况下观测到的串扰特性和在采用图3的DMS滤波器作为图1的双工器的接收滤波器的情况下观测到的串扰特性之间的比较；图6A是作为根据本发明第一实施例的产品的双工器的俯视图；图6B是作为产品的双工器沿图6A的线A-A所截取的剖面图；图7表示图6中所示的双工器的封装的各端子与图6所示的双工器的发送滤波器和接收滤波器之间的关系；图8是根据本发明第一实施例的另一梯型滤波器的俯视图；图9是根据第一实施例的又一梯型滤波器的俯视图；图10是根据第一实施例的再一梯型滤波器的俯视图；图11表示图9和10中所示的梯型滤波器的滤波器特性；图12是表示根据本发明第一实施例的各梯型滤波器的构成的电路图；图13A至13C表示根据第一实施例的两个相邻IDT的中心的位置差异；图14是表示根据第一实施例的双工器的特定示例的方框图；图15是表示图14中所示的DMS滤波器之间的连接的电路图；图16是表示从第一实施例的双工器的发射端到一天线观测到的通带特性和从该天线到第一实施例的双工器的接收端所观测到的通带特性的曲线；图17是表示从根据第一实施例的双工器的发射端到接收端所观测到的串扰特性的曲线；图18是根据本发明第二实施例的双工器的SAW器件芯片的俯视图；图19是表示根据第二实施例的具有接地电极的双工器的串扰特性以及没有接地电极的双工器的串扰特性的曲线；以及图20A至20C表示根据本发明第二实施例的接地电极的另一示例。
具体实施例方式
下面参照附图介绍本发明的实施例。
(第一实施例)首先详细介绍本发明的第一实施例。图1是表示根据该实施例的双工器1的构成的示意图。双工器1具有形成在基板10上的表面声波(SAW)滤波器(发射滤波器11和接收滤波器12)。在两个SAW滤波器11和12之间设置作为用于匹配输入阻抗的匹配电路的移相器(phase shifter)13，即移相器13设置在将SAW滤波器11和12连接到天线端口15的线路上，所述天线端口15用作为SAW滤波器11和12的公共端子。
在该实施例中，两个滤波器11和12都可以是梯型滤波器，或者两个滤波器11和12中的一个可以是耦合多模滤波器。在下列实施例中，发射滤波器11由图2中所示的梯型滤波器110实现，而接收滤波器12由图3中所示的双模SAW(以下称为DMS)滤波器120实现。
如图2所示，梯型滤波器110包括串联连接的多个梳状电极(叉指式换能器；以下称为IDT)111以及与IDT 111并联连接的多个IDT 112。这里，包括连接在串联支路中的多个IDT 111的多个谐振器为多个串联支路谐振器，而包括连接在并联支路中的多个IDT 112的多个谐振器为多个并联支路谐振器。在梯型结构中，将这些串联支路谐振器设置在串联支路中，而将这些并联支路谐振器设置在并联支路中。
另一方面，耦合多模滤波器比梯型滤波器在更宽的频率范围内表现很大的阻带抑制程度。图3中所示的耦合多模滤波器包括IDT 121和纵向设置的两个IDT 122，反射电极123设置在该构造的任一端。IDT 121与输入端相连，而IDT 122与输出端相连。在如此构成的耦合多模滤波器中，SAW被激励、传播和接收。图3中所示的耦合多模滤波器为双模SAW(DMS)滤波器120。
由于梯型滤波器110为具有由IDT 111和112形成的作为阻抗元件的SAW谐振器的电路，因此由于杂散电容(stray capacitance)的负面影响，使得梯型滤波器110的阻带抑制程度没有耦合多模滤波器(例如DMS滤波器120)的大。因此，双工器1的SAW滤波器11和12之一由耦合多模滤波器(例如DMS滤波器12)实现，以减少发射信号和接收信号之间的串扰。这种结构将在下面参照图4和5进行说明。
图4表示梯型滤波器110的滤波器特性和DMS滤波器120的滤波器特性。在本说明书中，梯型滤波器110和DMS滤波器120将被作为1.9GHz带通滤波器进行说明。如从图4明显看出的，梯型滤波器110和耦合多模滤波器120在某一频带中各表现出非常小的插入损失。因此，根据通带插入损失，可以认为梯型滤波器110和耦合多模滤波器120具有相同的滤波器特性。至于低频侧(由图4中的虚线所包围的区域表示)的阻带抑制，DMS滤波器120超过梯型滤波器110约10dB。
图5示出了为了检查在高频滤波器(接收滤波器12)为DMS滤波器120的情况下从发射端到接收端的串扰而进行的模拟以及为了检查在接收滤波器12为梯型滤波器110的情况下从发射端到接收端的串扰而进行的模拟的结果。在这些模拟中，双工器1的低频滤波器(发射滤波器11)为梯型滤波器110。
如从图5中明显看出的，与将梯型滤波器110作为接收滤波器12的情况相比，将DMS滤波器120作为接收滤波器12提高了抑制程度，尤其是低频区域(由图5中的虚线所包围的区域表示)的抑制程度。这是因为在这个区域中DMS滤波器120的阻带抑制程度大于梯型滤波器110的阻带抑制程度(还可参见图4)。从该结果判断，显然利用具有作为双工器1的两个SAW滤波器之一的DMS滤波器120(或任何耦合多模滤波器)的结构可以在串扰方面获得更优异的特性。
但是，耦合多模滤波器在功率耐久性方面比梯型滤波器差。因此，如果两个SAW滤波器11和12都由耦合多模滤波器形成，则双工器1的功率耐久性大大降低。为了保持高的功率耐久性同时提高滤波器特性，优选地采用DMS滤波器120作为两个SAW滤波器11和12中的一个。
梯型滤波器110和DMS滤波器120(尤其是IDT 111、112、121和122)应该优选地由具有相同膜厚的相同金属材料制成。这有效地简化了设计和制造工艺，还消除了由于各处理批量之间的电极膜厚和电极指宽度的变化而引起的两个SAW滤波器11和12的中心频率的自动变化。因此，同时形成发射滤波器11和接收滤波器12产生了在制造过程中引起的电极膜厚和电极指宽度的变化方面的相互关系。结果，还在两个滤波器11和12之间的中心频率的变化方面表现出相关性。由于彼此同步变化的两个SAW滤波器11和12的中心频率之间的差异不会显著改变，所以可以很容易地获得所希望的滤波器特性，并且可以提高双工器1的合格率。
例如，形成两个SAW滤波器11和12的IDT 111、112、121和122可以是由主要含有铝(Al)的金属材料制成的电极膜。然而，还可以形成主要含有铝(Al)以外的金属材料的单层结构，或者形成包括多个这种单层的多层结构。例如，铝(Al)以外的金属材料可以是钛(Ti)、铜(Cu)、金(Au)、钼(Mo)、钨(W)、钽(Ta)、铬(Cr)、铂(Pt)、钌(Ru)或铑(Rh)。
例如，其上形成有两个SAW滤波器11和12的基板10可以是作为42旋转Y-切断板的42 Y-切断X-传播钽酸锂的压电单晶基板(以下称为LT基板)，或作为42旋转Y-切断板的42 Y-切断X-传播铌酸锂的压电单晶基板(以下称为LN基板)。基板10还可以是由诸如晶体的压电材料构成的压电元件基板(以下称为压电基板)。利用LT基板，插入损失很小。利用使用39到44旋转Y-切断板的LT基板，插入损失也很小。然而，更优选地，使用41到43旋转Y-切断板。
下面将更详细地介绍具有由梯型滤波器110形成的SAW滤波器11和12之一的上述结构。利用该结构，可以制造小尺寸的双工器，而没有各SAW滤波器的特性的退化。
图6A和6B表示根据本实施例的作为具有安装在封装101上的两个SAW滤波器11和12的产品的双工器100的结构。在图6A和6B中，与图1中所示的双工器1相同的那些元件由与图1的相应元件相同的标号表示。图6A是双工器100的俯视图，图6B是双工器100沿图6A的线A-A所截取的剖面图。
如图6A和6B所示，双工器100包括分别与外部天线、发射电路和接收电路相连的天线端口15、发射端口16、和接收端口17。在这种结构中，发射端口16设置在接收端口17的相对侧。在形成在封装101中的腔102中，具有形成在基板10上的发射滤波器11和接收滤波器12的SAW器件芯片10A以面朝上的状态安装，即以其中具有形成在其上的SAW滤波器11和12的IDT 111、112、121和122的表面(上表面)面向上的状态。同时，SAW器件芯片10A的下表面与封装101的腔102的底面接合，以使得封装101和SAW器件芯片10A彼此固定。形成在基板10上并电连接到IDT 111、112、121和122的输入/输出端子也通过引线104电连接到形成在腔102中的输入/输出端子和接地端子(以下统称为端子103)。简言之，在双工器100中，SAW器件芯片10A面朝上安装在封装101的腔102中，并且IDT 111、112、121和122的输入/输出端子引线键合到封装101的端子103上。
为了保持腔102的容量或尺寸同时防止封装101变大，优选地，端子103只设置在腔102的两侧。这里，将编号“0”到“9”分配给封装的多个端子103，如图7所示。考虑到发射端口16和发射滤波器11的位置，优选地使用端子“2”或“3”作为与发射电路相连的发射滤波器11的输入端子。此外，考虑到接收端口17和接收滤波器12的位置，优选地使用端子“8”或“9”作为与接收电路相连的接收滤波器12的输出端子。通过这种设置，可以使得连接这些端子的引线104尽可能的短，并且可以减少各滤波器的插入损失。此外，优选地，使用端子“6”或“5”作为发射滤波器11的输出端子和接收滤波器12的输入端子，其中该输出端子和该输入端子都与天线端口15相连。由此，可以减小输入端子“2”或“3”和输出端子“8”或“9”之间的相互作用。简言之，发射滤波器11的封装101的输入端子和输出端子优选地为端子103，发射滤波器11通过侧面与端子103对角地跨接，并且接收滤波器12的封装101的输入端子和输出端子优选地为端子103，接收滤波器12通过侧面对角地与端子103跨接。通过这种设置，减少了端子103之间的相互作用，并且可以减少各滤波器的插入损失。
在这种结构中，连接发射滤波器11的封装101的输入端子和输出端子之一的直线X1对角地穿过SAW器件芯片10A的发射滤波器11。同样，连接接收滤波器12的封装101的输入端子和输出端子之一的直线X2对角地穿过SAW器件芯片10A的接收滤波器12。发射滤波器11和/或接收滤波器12的结构可以由图8中所示的梯型滤波器110a形成。在梯型滤波器110a中，由IDT 111形成的串联支路谐振器沿这些直线倾斜设置。更具体地说，连接输入级IDT 111和输出级IDT 111的直线偏离垂直于SAW传播方向延伸的直线，因此连接输入级串联支路谐振器的IDT 111的中心和输出级串联支路谐振器的IDT 111的中心的直线相对于连接设置在容纳基板10的封装101的输入端子和输出端子的直线(X1/X2)的角度小于连接封装101的输入端子和输出端子的直线(X1/X2)相对于垂直于SAW传播方向的方向的角度。由此，可以使得将与输入级IDT 111整体形成的输入端子111a连接到封装101的输入端子的引线104、和将与输出级IDT 111整体形成的输出端子111b连接到封装101的输出端子的引线104更短，并且可以相应地减少插入损失。这里，各IDT 111以及各IDT 112的SAW传播方向与基板(LT基板)10的X方向一致。因此，上述结构具有相对于串联支路谐振器的SAW传播方向(即基板10的X方向)倾斜设置的串联支路谐振器。
在图8所示的结构中，由IDT 112形成的并联支路谐振器设置在连接串联支路谐振器的直线的相同侧。结果，无效区(dead space)变大，并且梯型滤波器的芯片面积也变大。为了避免这个问题，图9中所示的梯型滤波器110b将输入级并联支路谐振器的IDT 112和输出级并联支路谐振器IDT 112设置在连接串联支路谐振器的直线的相反侧。通过这种设置，可以减少无效区，并且可以相应地减小芯片面积。此外，由于减小了SAW滤波器的芯片面积，所以两个SAW滤波器可以位于彼此相距更远的距离处。这样，还可以减少发射滤波器11和接收滤波器12之间的串扰。
图10示出了梯型滤波器的示例，其中防止了芯片面积的增加，并且缩短了连接输入级串联支路谐振器的输入端子111a和封装101的输入端子的引线104以及连接输出级串联支路谐振器的输出端子111B和封装101的输出端子的引线104。在图10所示的梯型滤波器110c中，串联支路谐振器横向对准，这就是说，串联支路谐振器沿垂直于SAW传播方向(X方向)的方向对准。在该梯型滤波器110c中，输入端子110a位于从输出端子110b的位置延伸的水平线之外，以使得连接输入端子111a的中心和输出端子111b的中心的直线可以变得大致平行于直线X1/X2(连接封装101的输入端子和输出端子的直线)。换言之，连接输入端子111a和输出端子111b的直线偏离垂直于SAW传播方向延伸的直线，因此连接与输入级串联支路谐振器的IDT 111整体形成的输入端子111a的中心和与输出级串联支路谐振器的IDT 111整体形成的输出端子111b的中心的直线相对于连接容纳基板10的封装101的输入端子和输出端子的直线(X1/X2)的角度小于连接封装101的输入端子和输出端子的直线(X1/X2)相对于在基板10上垂直于SAW传播方向的方向的角度。由于这种结构不具有相对于SAW器件芯片10A倾斜设置的串联支路谐振器，所以可以使芯片面积小于图8中所示的梯型滤波器110a的芯片面积。因此，在该结构中，发射滤波器11和接收滤波器12可位于彼此相距更远的距离处。因此，可以减少发射信号和接收信号之间的串扰。
图11示出了图9中所示的梯型滤波器110b和图10中所示的梯型滤波器110c的滤波器特性。在本说明书中，每一种梯型滤波器110b和110c都是符合PCS(个人通信业务)标准的具有1850到1910MHz的发射频段的发射滤波器，并且中心频率为1880MHz。图9中所示的梯型滤波器110b和图10中所示的梯型滤波器110c都具有由S-P-P-S-S-P-P-S表示的排列的四级结构，其中每一个S表示串联支路谐振器，每一个P表示并联支路谐振器，如图12所示。在该结构中，中心的IDT 111在第二级串联支路谐振器S和第三级串联支路谐振器S之间共享。此外，输入端的IDT 112在第一级并联支路谐振器P和第二级并联支路谐振器P之间共享。同样，输出端的IDT 112在第三级并联支路谐振器P和第四级并联支路谐振器P之间共享。
如从图11明显看出的，具有横向对准的串联支路谐振器的梯型滤波器110c具有小于梯型滤波器110b的插入损失。鉴于此，梯型滤波器110c具有更优选的滤波器特性。
在本实施例中，形成串联支路谐振器的IDT 111横向对准，也就是，在以下条件(也参见图11)下对准。不仅在图2和图8至10中所示的梯型滤波器110、110a、110b和110c中，而且在具有形成串联支路谐振器的三个或更多个IDT 111的任何梯型滤波器中，在(N-2)或更多对IDT 111中的每一对的中心之间的沿SAW传播方向的位置差异应该等于或小于具有较多对电极指(即具有较多IDT电极指)的IDT 111沿SAW传播方向的长度的四分之一。
考虑(N-2)或更多对IDT 111的中心的原因如下。在理想的设置中，在每两个相邻的IDT 111的中心之间不存在位置差异，也就是说，在(N-1)对IDT 111的中心之间不存在位置差异。然而，只要在(N-2)对IDT 111的中心之间不存在位置差异，就可以实现小尺寸和保持插入损失较小。因此，如上所述，至少(N-2)对IDT 111应该具有没有位置差异的中心。
下面将参照图13A至13C说明IDT 111之间沿SAW传播方向的位置差异应该等于或小于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的四分之一的原因。为了减少插入损失，每两个相邻的IDT(由图13A至13C中的标号111-1和111-2表示)应该优选地具有准确地位于沿SAW传播方向的相同位置的中心，如图13A所示。然而，为了减小梯型滤波器的芯片面积，必须允许一定的误差余量。如果相邻的IDT 111-1和111-2的中心之间的位置差异大于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的一半，如图13B所示，则这两个IDT 111-1和111-2的重叠面积小于非重叠面积，并且认为IDT 111-1和111-2彼此偏离。在这种偏离状态下，插入损失增加。因此，优选地将中心之间的位置差异限制为小于具有较多对电极指的IDT沿SAW传播方向的长度的一半的长度。因此，可以将相邻IDT 111-1和111-2的中心之间的位置差异等于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的一半的状态看作为用于确定串联支路谐振器是否沿直线设置的标准。如果相邻的IDT 111-1和111-2的中心之间的位置差异小于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的一半，则可以认为这些串联支路谐振器横向设置，也就是说沿直线设置。简言之，在直线对准状态下允许的误差余量小于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的一半。为了进一步减少插入损失，在本实施例中，将误差余量减小为小于具有较多对电极指的IDT111沿SAW传播方向的长度的四分之一的长度。
在至少(N-2)对相邻的IDT 111的中心之间沿SAW传播方向的位置差异小于具有较多对电极指的IDT 111沿SAW传播方向的长度的四分之一(见图10)的情况下，将形成并联支路谐振器的IDT 112设置在连接形成串联支路谐振器的IDT 111的直线的一侧，因此可以减小梯型滤波器110c的芯片面积。尽管优选地在连接IDT 111的直线的一侧设置所有的IDT 112，但是通过以下述方式设置IDT 112也可以一定程度地减小芯片面积在连接IDT 111的直线的一侧的IDT 112的数量比连接IDT 111的直线的另一侧的IDT 112的数量多两个或更多个。
现将参照图14至17详细介绍将上述构造应用于图6中所示的双工器100的特定示例。在该特定示例中，双工器100被设计为在PCS中使用的1.9GHz频段的天线双工器。
图14是表示双工器100的构成的电路图。在该特定示例中，基板10为LT基板。形成在基板10上的发射滤波器11形成有具有图2中所示的四个串联支路谐振器的四级梯型滤波器110。形成这些串联支路谐振器的多个IDT 111沿直线横向设置。形成在基板10上的接收滤波器12为具有并联连接的DMS多级结构的滤波器，其中三个IDT 121和122设置成一行，如图3所示，并且配备有反射器的DMS滤波器120a至120f与这三个IDT 121和122的两侧并联连接，其中DMS滤波器120a到120c连接到一侧，而DMS滤波器120e至120f连接到另一侧，由此实现两级DMS并联连接结构。图15示出了DMS滤波器120a至120f之间的连接。尽管图15中所示的结构具有单相位输入/输出结构，但是也可以采用平衡输入/输出结构。此外，移相器13设置在接收滤波器12的输入端和天线端口之间。
形成梯型滤波器110和DMS滤波器120a至120f的IDT 111、112、121、122(参见图2和3)为在基板10上同时制造的单层结构。IDT 111、112、121、122中的每一个都具有由主要含有铝(Al)的电极材料制成的单层，并且IDT 111、112、121和122中的每一个的膜厚h为0.18μm。
图16表示从双工器100的发射端到天线所观测的带通特性(即发射滤波器11的带通特性)和从天线到双工器100的接收端所观测的带通特性(即接收滤波器12的带通特性)。如从图16中明显看出的，插入损失在发射频段中为-3.5dB或更小，而在接收频段中为-4dB或更小。抑制程度在发射频段中为-50dB或更大，而在接收频段中为-45dB或更大。这些结果证明，可以在实际应用中采用该特定示例的双工器100。
图17示出了从双工器100的发射端到接收端所观测的串扰特性。如从图17中明显看出的，在发射频段中串扰被抑制为-50dB或更大，而在接收频段中被抑制为-42dB或更大。这些结果证明，该特定示例的双工器100具有优异的特性，并且可以在实际应用中采用。
(第二实施例)现将参照图18详细介绍本发明的第二实施例。图18是根据本实施例的双工器的SAW器件芯片20A的俯视图。在SAW器件芯片20A中，将其上形成有两个SAW滤波器11和12的表面看作为上表面。
如图18所示，除了被接地的接地电极210形成在由发射滤波器11和接收滤波器12夹在中间的区域中之外，本实施例的SAW器件芯片20A具有与第一实施例的SAW器件芯片10A相同的结构。
在将发射滤波器11的IDT 111和112以及接收滤波器12的IDT 121和122形成在基板10的相同表面上(如同本实施例和第一实施例的结构)的情况下，可能会通过基板10在发射滤波器11和接收滤波器12之间引起电流泄漏。结果，在发射信号和接收信号之间产生串扰，并且滤波器特性恶化。为了避免这种不希望的情况，将接地电极210设置在发射滤波器11和接收滤波器12之间，如图18所示。通过接地电极210，可以防止漏电流从发射滤波器11流到接收滤波器12中，反之亦然。这样，可以减少串扰。图19示出了其上没有形成接地电极210的SAW器件芯片(该SAW器件芯片具有与第一实施例的SAW器件芯片10A相同的结构)的串扰特性和其上形成有接地电极210的SAW器件芯片20A的串扰特性。如从图19中明显看出的，具有接地电极210的SAW器件芯片20A表现出更好的串扰特性，尤其是在高频区而不是在发射区，即在与接收频段相对应的区域中(参见图17)。
图20A至20C示出了接地电极的其它示例。虽然在图18所示的结构中接地电极210只设置在发射滤波器11和接收滤波器12之间的一个小的区域中，但是也可以采用比发射滤波器11面对接收滤波器12的一侧或接收滤波器12面对发射滤波器11的一侧(沿垂直于SAW传播方向的方向)更长的接地电极210a。在这种情况下，接地电极210a应该位于使得发射滤波器11和接收滤波器12彼此完全阻断的位置。还可以采用图20B中所示的接地电极210b和图20C中所示的接地电极210c。接地电极210b和210c中的每一个具有比发射滤波器11面对接收滤波器12的一侧或接收滤波器12面对发射滤波器11的一侧(沿垂直于SAW传播方向的方向)的长度的一半更长的长度。在这种情况下，接地电极210b和210c中的每一个应该位于使得发射滤波器11和接收滤波器12彼此阻断一半的位置。此外，根据本实施例的各接地电极的形状不限于图18和图20A到20C中所示的矩形(或正方形)形状，也可以具有圆形(或椭圆形)形状。此外，可以对本实施例的各接地电极进行各种改进。
本实施例的接地电极210(或者210a、210b、或210c)可以在形成发射滤波器11和接收滤波器12的IDT 111、112、121和122时形成。这里，接地电极210可以采用与IDT 111、112、121和122相同的电极材料。
利用根据本实施例的上述结构，可以减小发射端和接收端之间的串扰，并且可获得经改善的滤波器特性。本实施例的其它方面与第一实施例的相同，因此，这里省略了它们的说明。
(第三实施例)现将详细介绍本发明的第三实施例。如在第一实施例中那样，在本实施例中，发射滤波器11为梯型滤波器110，并且在本实施例中接收滤波器12为DMS滤波器。在上述第一实施例中，发射滤波器11和接收滤波器12的IDT 111、112、121和122中的每一个是由主要含有铝(Al)的电极材料制成的单层结构。
通常，优选地形成具有高的功率耐久性的电极膜的发射滤波器11的IDT 111和112，因为与接收滤波器12相比通常将更大的功率施加给发射滤波器11。鉴于此，在本实施例中，IDT 111和112使用具有相对高的功率耐久性的电极膜形成。
更具体地说，具有高的功率耐久性的电极膜的实例包括金属膜，这些金属膜各具有铝-铜/铜/铝-铜(Al-Cu/Cu/Al-Cu)的三层结构、其中叠层有主要含有铝(Al)和钛的材料的多层结构、铝-镁(Al-Mg)叠层结构、或铝-铜-镁(Al-Cu-Mg)的叠层结构。
当发射滤波器11(梯型滤波器110)的IDT 111和112由上述电极材料形成时，可以有效地通过相同的制造工艺形成具有相同层结构的接收滤波器12(DMS滤波器120)的IDT 121和122。由此，提高了双工器1的功率耐久性。由于从发射滤波器11泄漏的电功率流入接收滤波器12，所以接收滤波器12必须具有一定程度的功率耐久性。由于使用具有与如上所述的发射滤波器11相同的功率耐久性的电极膜形成接收滤波器12，可以提高接收滤波器12(DMS滤波器120)的功率耐久性。此外，通过相同的工艺形成为相同层结构的发射滤波器11和接收滤波器12的IDT 111、112、121和122的优点不仅在于可以简化制造工艺，而且在于可以抑制由于电极厚度变化和电极指宽度变化而导致的滤波器特性的变化。
利用根据本实施例的上述结构，即使在具有单层或多层结构的IDT111、112、121和122由铝(Al)以外的电极材料制成时，以与第一实施例相同的方式也可以减少发射信号和接收信号之间的串扰。因此，可以制造具有优异的滤波器特性的双工器。
然而，当使用具有上述叠层结构的电极膜形成IDT 111、112、121和122时，因为电阻大于在由单层铝(Al)膜形成IDT 111、112、121和122的情况下的电阻，所以滤波器插入损失增加。为了解决这个问题，在本实施例中并联连接耦合多模滤波器(例如，DMS滤波器120a至120f)，如图14和15中所示的第一实施例的结构那样。通过这种方式，接收滤波器12的电阻变得更小，并且可以相应地减少滤波器插入损失。本实施例的其它方面与第一实施例的相同，因此这里省略了它们的说明。
尽管已经示出和介绍了本发明的一些优选实施例，但是本领域的技术人员应该理解，在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行各种变化，本发明的范围在权利要求书及其同等物中限定。
权利要求
1.一种双工器，其包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，所述两个表面声波滤波器中的至少一个为梯型滤波器，其中在形成所述梯型滤波器中的多个串联支路谐振器的多个梳状电极中，每两个相邻梳状电极沿表面声波传播方向的中心之间的位置差异等于或小于每两个相邻梳状电极中的具有较多对电极指的梳状电极沿所述传播方向的长度的四分之一。
2.根据权利要求1所述的双工器，其中，形成所述多个串联支路谐振器的梳状电极的数量N是三个或更多个，N是整数；并且在至少(N-2)对相邻梳状电极中，所述位置差异等于或小于每两个相邻梳状电极中的具有较多对电极指的梳状电极沿所述传播方向的长度的四分之一。
3.根据权利要求1所述的双工器，其中，连接与形成所述梯型滤波器的输入级串联支路谐振器的梳状电极整体形成的输入端子和与形成所述梯型滤波器的输出级串联支路谐振器的梳状电极整体形成的输出端子的第一直线偏离垂直于所述传播方向延伸的直线，以使得所述第一直线相对于连接设置在容纳基板的封装中的输入端子和输出端子的第二直线的角度小于所述第二直线相对于在所述基板上垂直于所述表面声波传播方向延伸的直线的角度。
4.一种双工器，其包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，所述两个表面声波滤波器中的至少一个为梯型滤波器，其中形成所述梯型滤波器中的多个串联支路谐振器的多个梳状电极沿垂直于表面声波传播方向的方向设置；并且连接与形成所述梯型滤波器的输入级串联支路谐振器的梳状电极整体形成的输入端子和与形成所述梯型滤波器的输出级串联支路谐振器的梳状电极整体形成的输出端子的第一直线偏离垂直于所述传播方向延伸的直线，使得所述第一直线相对于连接设置在容纳所述基板的封装中的输入端子和输出端子的第二直线的角度小于所述第二直线相对于在所述基板上垂直于表面声波传播方向延伸的直线的角度。
5.根据权利要求4所述的双工器，其中，所述梯型滤波器由所述第一直线分为两部分，形成多个并联支路谐振器的多个梳状电极在这两个部分之间的数量差为两个或更多个。
6.一种双工器，其包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，所述两个表面声波滤波器中的至少一个为梯型滤波器，其中连接形成所述梯型滤波器的输入级串联支路谐振器的梳状电极的中心和形成所述梯型滤波器的输出级串联支路谐振器的梳状电极的中心的第一直线偏离垂直于表面声波传播方向延伸的直线，使得所述第一直线相对于连接设置在容纳所述基板的封装中的输入端子和输出端子的第二直线的角度小于所述第二直线相对于在基板上垂直于所述表面声波传播方向延伸的直线的角度。
7.根据权利要求6所述的双工器，其中形成所述梯型滤波器的输入级并联支路谐振器的梳状电极和形成输出级并联支路谐振器的梳状电极设置在连接形成所述梯型滤波器的所述多个串联支路谐振器的多个梳状电极的直线的两个相对侧。
8.一种双工器，其包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器；和设置在所述基板上的所述两个表面声波滤波器之间的接地电极。
9.根据权利要求8所述的双工器，其中所述接地电极的长度等于或大于彼此相对的所述两个表面声波滤波器的各相对侧的长度的一半。
10.根据权利要求8所述的双工器，其中所述接地电极的长度等于或大于彼此相对的所述两个表面声波滤波器的各相对侧的长度，所述接地电极位于使得所述两个表面声波滤波器彼此完全阻断的位置。
11.根据权利要求1所述的双工器，其中所述基板为旋转Y-切断X-传播钽酸锂基板。
全文摘要
一种双工器，其包括形成在一个基板上的两个表面声波滤波器，所述两个表面声波滤波器中的至少一个为梯型滤波器。在该双工器中，在形成所述梯型滤波器中的多个串联支路谐振器的多个梳状电极中，每两个相邻梳状电极沿表面声波传播方向的中心之间的位置差异等于或小于每两个相邻梳状电极中的具有较多对电极指的梳状电极沿所述传播方向的长度的四分之一。
文档编号H03H9/25GK1543063SQ200410037580
公开日2004年11月3日 申请日期2004年4月28日 优先权日2003年4月28日
发明者润 堤, 堤润, 井上将吾, 吾, 志, 松田隆志, 上田政则, 则 申请人:富士通媒体部品株式会社, 富士通株式会社