D类放大器的制作方法

专利名称：D类放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于声频用途的D类放大器。
背景技术：
声频仪器广泛使用D类放大器以便实现其效率提高、尺寸减小及重量减轻。日本专利申请公开No.2002-204149公开的D类放大器包括包括一对切换元件的半桥切换放大单元、或包括两对切换元件的全桥切换放大单元；和驱动器单元，用来驱动切换放大单元。驱动器单元接收通过脉冲宽度调制一个模拟信号得到的脉冲宽度调制(PWM)信号、或包含通过对一个模拟信号进行一位A/D转换得到的信号的PWM信号。驱动器单元控制在切换放大单元中成对的切换元件的一个，从而它能以与接收PWM信号的相位相同的相位接通或断开。驱动器单元也控制另一个切换元件，从而它能以与接收PWM信号的相位相反的相位接通或断开。由切换元件的这种接通或断开而脉冲放大的切换信号使用一个低通滤波器进行频带限制，由此实现一个放大的模拟信号。
当基于来自驱动器单元的驱动信号驱动成对的切换元件时，如果高侧和低侧的切换元件被同时接通，则可能出现一个大的击穿电流，由此引起过热产生和/或因此损坏这样的元件。因而，在D类放大器中，提供一个停滞时间设置单元以延迟用来接通一个切换元件的计时，从而通过设置同时断开高侧和低侧的切换元件的停滞时间可以防止大的击穿电流流过。然而，如果停滞时间太长，来自扬声器的再现声频输出可能严重失真，由此降低声频质量。因此，用于停滞时间的时间段如此设计，使得能实现击穿电流发生和声频质量的折衷。
停滞时间设置单元通过使用包括例如一个电容器和一个电阻器的积分器延迟一个信号而设置停滞时间。图1表示涉及相关技术的停滞时间设置单元90的一种构造。输入信号Din供给到两输入“与”门91的一个输入终端和一个电阻器92的一个终端。电阻器92的另一个终端通过一个电容器93接地。“与”门91的另一个输入终端连接到在电阻器92与电容器93之间的连接点P上。
图2表明涉及相关技术的停滞时间设置单元90的操作。图2A示出一个供给到停滞时间设置单元90的输入信号Din。图2B示出在连接点P中的信号Dp的电平。图2C示出从“与”门91输出的输出信号Dout。
在当输入信号Din到达其高电平H时的时间点t11处，在连接点P中的信号Dp的电平以由电阻器92的电阻和电容器93的电容确定的一个时间常数升高。
在当信号Dp的电平超过“与”门91的一个阈值Vth时的时间点t12处，供给到“与”门91的两个输入信号都成为其高电平H。因而，从“与”门91输出的输出信号Dout从其低电平L变到其高电平H。
在当输入信号Din下降到其低电平L时的时间点t13处，供给到“与”门91的输入信号中的任一个成为其低电平。因而，从“与”门91输出的输出信号Dout从其高电平H变到其低电平L。供给到“与”门91的输入信号中的任一个能使用电阻器92和电容器93积分的这种构造允许停滞时间设置单元90把在输入信号Din中的上升沿的计时从时间点t11延迟到时间点t12。
然而，如果使用这样的构造，当电阻器92的电阻和电容器93的电容失真并且它们的温度发生变化时，其停滞时间可能远离停滞时间的希望值。
而且，作为在以上日本专利申请公开No.2002-204149中公开的相关技术，当发生温度变化时，如果能根据温度变化控制供给到一个倒相器的电压以便相对于输入信号以高保真接通或断开切换元件，则这可能导致使功率单元的构造复杂。
另外，在以上日本专利申请公开No.2002-204149中公开的相关技术中，在要供给到倒相器的电压的变化范围下确定用来接通或断开元件的计时调节的范围。难以无限制地设置计时调节范围。
鉴于上文，有必要提供一种D类放大器，该D类放大器通过防止在切换元件中产生过多热量和该元件由于过多热量产生而损坏而具有优良声频质量。

发明内容
根据本发明的一个实施例，提供有一种D类放大器。该D类放大器具有一个切换放大单元，该切换放大单元包括一对切换元件。该单元驱动切换元件，并且产生脉冲放大切换信号。该放大器也具有一个信号产生单元，该信号产生单元产生每个用来驱动切换元件的脉冲宽度调制信号，并且把产生的脉冲宽度调制信号供给到切换放大单元。
切换放大单元包括一个检测子单元，该检测子单元检测切换元件的操作状态。信号产生单元包括一个停滞时间设置子单元，该停滞时间设置子单元通过使用在逻辑装置中的传播延迟时间延迟脉冲宽度调制信号中的每一个而相对于切换元件设置停滞时间。信号产生单元也包括一个控制子单元，该控制子单元基于检测子单元的检测结果控制停滞时间设置子单元，以基于切换元件的操作状态改变停滞时间。
在本发明的实施例中，作为切换元件的操作状态，检测切换元件的温度或流过它们的电流。当切换元件进入其中切换元件中的损耗增大并且检测结果达到一个预定阈值(即切换元件的温度升高或者流过它们的电流增大而达到其阈值)的操作状态中时，产生一个用来延长在一个逻辑装置中的传播延迟时间的程序或者选择一个具有长传播延迟时间的延迟电路，以延长停滞时间。可选择的是，当切换元件进入其中切换元件中的损耗减小并且检测结果达到一个预定阈值(即切换元件的温度下降或者流过它们的电流减小而达到阈值)的操作状态中时，产生一个用来缩短在一个逻辑装置中的传播延迟时间的程序或者选择一个具有短传播延迟时间的延迟电路，以缩短停滞时间。
根据本发明的实施例，利用在一个要延迟脉冲宽度调制信号的逻辑装置中的传播延迟时间，允许相对于切换元件设置停滞时间。这种停滞时间根据切换元件的操作状态而变化。因而，通过利用在一个要设置停滞时间的逻辑装置中的传播延迟时间，停滞时间的变化可以几乎不发生，从而能根据切换元件的操作状态准确地改变停滞时间。
根据本发明的实施例，当切换元件进入其中切换元件中的损耗增大并且检测结果达到一个预定阈值的操作状态中时，延长停滞时间，或者当切换元件进入其中切换元件中的损耗减小并且检测结果达到一个预定阈值的操作状态中时，缩短停滞时间。当切换元件的温度升高时，延长停滞时间，从而能防止在切换元件中产生过多热量和该元件由于过多热量产生而损坏。当切换元件的温度没有升高时，缩短停滞时间。这能够使D类放大器具有一种优良的声频质量。而且，根据本发明的实施例，在切换元件中的热量产生被控制到其低值，由此避免散热器，或者使其尺寸更小。这能够提供一种便宜的D类放大器。
根据本发明的实施例，有可能通过使用可编程逻辑装置设置停滞时间、根据切换元件的状态产生一个程序、及控制可编程逻辑装置，来改变停滞时间。这允许停滞时间无限制地改变。
根据本发明的实施例，提供每个具有独立传播延迟时间的多个延迟电路，延迟电路中的每一个包含逻辑装置，并且基于切换元件的操作状态选择延迟电路中的任意一个，由此改变停滞时间。这允许容易地改变停滞时间。
本说明书的结论部分特别指出和直接要求保护本发明的主题。然而，本领域的技术人员通过借助于附图阅读说明书的其余部分，将最好地理解本发明的组成和操作方法、以及其另外的优点和目的，在附图中类似标号是指类似元件。


图1是方块图，用来表明相关技术的停滞时间设置单元的构造；图2A至2C是曲线图，每个用来解释相关技术的停滞时间设置单元的操作；图3是方块图，用来表明根据本发明的D类放大器的一个实施例的一种构造；图4用来表明在根据本发明的D类放大器的一个实施例中使用的停滞时间设置单元的一种构造；图5用来表明在根据本发明的D类放大器的一个实施例中使用的驱动器单元的一种构造；图6用来表明在根据本发明的D类放大器的一个实施例中使用的切换放大单元的一种构造；图7A至7G是曲线图，每个用来解释根据本发明的D类放大器的一个实施例的操作；图8是流程图，用来表示在根据本发明的D类放大器的一个实施例中停滞时间的控制操作；图9A和9B是曲线图，每个用来解释其停滞时间的控制操作；图10用来表明停滞时间设置单元另一个实施例的一种构造；图11用来表明切换放大单元另一个实施例的一种构造；图12用来表明切换放大单元又一个实施例的一种构造，其中在其P沟道MOSFET被用在其高侧；及图13用来表明驱动器单元又一个实施例的一种构造，其中在其P沟道MOSFET被用在其高侧。
具体实施例方式
下面参照附图将描述根据本发明的一种D类放大器的实施例。
图3是方块图，用来表明根据本发明的D类放大器的一个实施例的一种构造。要注意在图3中，一个切换放大单元20是包括两对切换元件的全桥切换放大单元。
在一个信号产生部分10中的一个调制处理单元11接收一个模拟声频信号Sa，基于信号Sa产生脉冲宽度调制(PWM)信号PA，及把这些信号PA供给到一个停滞时间设置单元12。例如，一个比较器把声频信号Sa的幅值与一个三角波的幅值相比较，以把声频信号Sa转换成二进制形式，从而能产生PWM信号并且供给到停滞时间设置单元12。使用一种Δ-∑调制方案可以进行这样的PWM信号的产生。在Δ-∑调制方案中，一个模拟声频信号Sa被输入到一个积分器，并且来自该积分器的输出通过A-D转换被转换成一个数字信号，由此产生一个位流信号。如此产生的位流信号通过D-A转换被转换成一个模拟信号，并且如此转换的模拟信号供给到其中它被负反馈的积分器，由此根据声频信号Sa产生一个位流信号。如此产生的位流信号基于声频信号Sa的信号电平具有一个位空间。然后基于该位流信号产生PWM信号，并且PWM信号被供给到停滞时间设置单元12。调制处理单元11可以基于数字声频信号产生PWM信号，并且把PWM信号供给到停滞时间设置单元12。在这种情况下，调制处理单元11对接收的数字声频信号进行Δ-∑调制，并且然后对它进行脉冲宽度调制，以产生PWM信号。
停滞时间设置单元12调节在调制处理单元11中已经产生的PWM信号PA-1h、PA-1l、PA-2h、及PA-2l的计时，以设置当同时断开高侧的切换元件和低侧的切换元件时的停滞时间。
图4表明停滞时间设置单元12的一种构造。停滞时间设置单元12包括可编程硬件逻辑装置，例如，可编程逻辑装置(PLD)。在停滞时间设置单元12中，每个具有相同电路构造的计时调节电路12-1h、12-1l、12-2h、及12-2l供在调制处理单元11中已经产生的每个PWM信号之用。
计时调节电路12-1h接收PWM信号PA-1h。在电路12-1h中，“与”门121然后在其一个输入终端处接收信号PA-1h。一个延迟产生电路122也接收信号PA-1h。延迟产生电路122由一系列逻辑装置构成，这些逻辑装置中的每一个基于从一个控制单元14接收的停滞时间控制信息DP串联连接。延迟产生电路122产生一个PWM信号PA-1hd，该PWM信号PA-1hd相对于PWM信号PA-1h具有一个设置延迟量，并且延迟产生电路122将其提供给“与”门121的另一个输入终端。在这种构造中，当逻辑装置被串联连接时，累积用于每个逻辑装置的传播延迟时间。因而，延迟产生电路122能准确地产生PWM信号PA-1hd，该PWM信号PA-1hd相对于PWM信号PA-1h具有一个设置的延迟量。要注意，作为逻辑装置因此能使用门、触发器等，并且在图4中，在延迟产生电路122中，一对或多对倒相器串联连接。在其中使用PLD的情况下，通过使用诸如联合测试行动组(JTAG)之类的接口，有可能容易地提供停滞时间控制信息DP。
“与”门121接收两个信号PA-1h和PA-1hd，并且产生接收的这两个信号的一个逻辑“与”信号作为PWM信号PB-1h，以把它供给到驱动器单元13。PWM信号PA-1hd相对于PWM信号PA-1h具有一个设置延迟量，从而这个逻辑“与”信号相对于在PWM信号PA-1h中的脉冲的上升沿的计时能具有一个准确设置的延迟量。换句话说，当接通切换元件时的计时能延迟准确设置的延迟量。因而，在计时调节电路12-1h中产生的逻辑“与”信号被供给到驱动器单元13，作为PWM信号PB-1h。
像计时调节电路12-1h那样，计时调节电路12-1l、12-2h、及12-2l中的每一个产生一个相对于在PWM信号PA-1l、PA-2h、及PA-2l的每一个中的脉冲的上升沿的计时被延迟准确设置的延迟量的信号，并且把信号中的每一个供给到驱动器单元13，作为PWM信号PB-1l、PB-2h、及PB-2l中的每一个。因而，在停滞时间设置单元12中产生的PWM信号PB-1h、PB-1l、PB-2h、及PB-2l，相对于在PWM信号PA-1h、PA-1l、PA-2h、及PA-2l的每一个中的脉冲的上升沿的计时，分别具有一个准确设置的延迟量。这能够使当同时断开高侧的切换元件和低侧的切换元件时准确地设置停滞时间。控制在延迟产生电路122中使用的逻辑装置和其中串联连接的逻辑装置的数量允许改变停滞时间的时段。
在图3中表示的驱动器单元13基于从停滞时间设置单元12接收的PWM信号PB-1h、PB-1l、PB-2h、及PB-2l，分别产生每个来驱动切换放大单元20的驱动信号PC-1h、PC-1l、PC-2h、及PC-2l。
图5表明当切换放大单元20由N沟道MOSFET构成时驱动器单元13的一种构造。
驱动器单元13具有一个第一驱动器子单元13-1，用于基于PWM信号PB-1h和PB-1l驱动信号PC-1h和PC-1l；和一个第二驱动器子单元13-2，用于基于PWM信号PB-2h和PB-2l驱动信号PC-2h和PC-2l。第二驱动器子单元13-2具有与第一驱动器子单元13-1的构造相同的构造。
在第一驱动器子单元13-1中，电源电压VDD分别施加到一个二极管131的阳极、一个延迟电路135、及一个放大器部分136上。二极管131的阴极与一个电容器132的一个终端、一个电平移动电路133、及一个放大器部分134连接。电容器132的另一终端与以后将描述的连接点T相连接。通过连接点T，连接电平移动电路133放大器部分134。
二极管131和电容器132构成一个自举电路。自举电路能够使施加到电平移动电路133和放大器部分134上的电源电压VCC高于电源电压VDD。在该实施例中，N沟道MOSFET用作高侧的切换元件。如果电源电压VBB施加到高侧的N沟道MOSFET的漏极上，则用来在比连接点T的电压至少高门阈值电压GS的电压下被驱动的门是必需的，以便准确地接通N沟道MOSFET。由于连接点T的电压基于另一个MOSFET的驱动状态而变化，所以使电源电压VCC比施加到高侧N沟道MOSFET的漏极上的电源电压VBB至少高门阈值电压GS，以便借助于放大器部分134准确地接通或断开高侧的N沟道MOSFET，而与另一个MOSFET的状态无关。
电平移动电路133接收PWM信号PB-1h，并且把PWM信号PB-1h转换成一个使PWM信号PB-1h的信号电平移动到与放大器部分134的输入电平相对应的信号电平的信号。延迟电路135接收PWM信号PB-1l，把它延迟一个在电平移动电路133中用来移动PWM信号PB-1h的信号电平必需的时间段，及把延迟信号供给放大器部分136。
放大器部分134接收和放大电平移动的PWM信号PB-1h以产生一个驱动信号PC-1h，并且把它供给到切换放大单元20。放大器部分136接收和放大延迟的PWM信号PB-1l以产生一个驱动信号PC-1l，并且把它供给到切换放大单元20。
如第一驱动器子单元13-1那样，第二驱动器子单元13-2基于PWM信号PB-2h和PB-2l产生驱动信号PC-2h和PC-2l，并且把驱动信号供给到切换放大单元20。
控制单元14基于来自切换放大单元20的一个传感器信号SC产生停滞时间控制信息DP，并且把它供给到停滞时间设置单元12，在停滞时间设置单元12中，停滞时间能根据MOSFET 201、202、203、及204的操作状态变化，这将在以后描述。
图6表明切换放大单元20的一种构造。切换放大单元20包括N沟道MOSFET，其中MOSFET 201和202成对，并且MOSFET 203和204也成对。因而切换放大单元20具有一种全桥构造。
电源电压VBB施加到MOSFET 201和202的漏极上。MOSFET201的源极与MOSFET 202的漏极相连接。MOSFET 202的源极接地。类似地，MOSFET 203的源极与MOSFET 204的漏极相连接。MOSFET 204的源极接地。驱动器单元13把驱动信号PC-1h供给到MOSFET 201的栅极。驱动器单元13也分别把驱动信号PC-1l、PC-2h、及PC-2l供给到MOSFET 202、203、及204的栅极。
在MOSFET 201的源极与MOSFET 202的漏极之间的连接点TA经一个低通滤波器31与扬声器23的一个输入终端相连接。在MOSFET 203的源极与MOSFET 204的漏极之间的连接点TB经一个低通滤波器32与扬声器23的另一个输入终端相连接。
切换放大单元20具有一个用来检测切换元件的任何操作状态的检测单元。例如，作为检测单元，其中提供诸如热敏电阻和热电偶之类的温度传感器205。温度传感器205检测根据切换元件中的损耗而变化的切换元件中任一个的温度，产生指示检测结果的传感器信号SC，及把它供给到控制单元14。
图7A至7G是曲线图，每个用来解释根据本发明的D类放大器的一个实施例的操作。图7A至7D分别表示在调制处理单元11中产生的PWM信号PA-1h、PA-1l、PA-2h、及PA-2l。如上所述，PWM信号PA-1h用来驱动高侧的MOSFET 201。PWM信号PA-1l用来驱动低侧的MOSFET 202。PWM信号PA-2h用来驱动高侧的MOSFET203。PWM信号PA-2l用来驱动低侧的MOSFET 204。
图7E表示连接点TA的电压。图7F表示连接点TB的电压。如果PWM信号指示高电平H，则MOSFET被接通。如果PWM信号指示低电平H，则MOSFET被断开。在当MOSFET 201和204被接通以及MOSFET 202和203被断开的时间段TMa期间，流过扬声器23的电流的方向ISP成为电流从低通滤波器31经扬声器23流到低通滤波器32的方向FA。另一方面，在当MOSFET 201和204被断开以及MOSFET 202和203被接通的时间段TMb期间，方向ISP成为电流从低通滤波器32经扬声器23流到低通滤波器31的方向FB。
图8是流程图，用来表示在控制单元14中停滞时间的控制操作。在步骤ST1，控制单元14基于来自温度传感器205的传感器信号SC，确定在切换放大单元20中的温度是否升高而达到一个阈值。如果达到该阈值，则过程转到步骤ST2。如果没有，则过程转到步骤ST4。
在步骤ST2，控制单元14确定停滞时间是否是最大停滞时间。由于当设置停滞时间时延迟接通切换元件时的计时，所以如上所述，当停滞时间太长时，可能出现很大的失真。因而，是一个允许最大失真值的停滞时间被设置为最大停滞时间。确定当前停滞时间是否是最大停滞时间。
如果当前停滞时间不是最大停滞时间，则过程转到步骤ST3。在步骤ST3，停滞时间设置单元12被控制以便延长停滞时间，并且过程转到步骤ST7。例如，增大串联连接的逻辑装置的数量，由此延长停滞时间。如果当前停滞时间是最大停滞时间，则过程转到步骤ST8。
当过程从步骤ST1走到步骤ST4时，其中控制单元14基于来自温度传感器25的传感器信号SC确定在切换放大单元20中的温度是否下降而达到一个阈值。如果达到该阈值，则过程转到步骤ST5。如果没有，则过程转到步骤ST7。
在步骤ST5，控制单元14确定当前停滞时间是否是最小停滞时间。如果当前停滞时间不是最小停滞时间，则过程转到步骤ST6。在步骤ST6，停滞时间设置单元12被控制以缩短停滞时间，并且过程转到步骤ST7。例如，减小串联连接的逻辑装置的数量，由此缩短停滞时间。如果当前停滞时间是最小停滞时间，则过程转到步骤ST7。
在步骤ST7，确定D类放大器的操作是否完成。如果进行用来完成操作的任何操纵以结束D类放大器的操作，则控制操作完成。如果D类放大器的操作没有完成，则过程返回步骤ST1。
当在步骤ST2确定当前停滞时间是最大停滞时间并且过程转到步骤ST8时，控制单元14确定温度达到的在步骤ST1已经确定的阈值是否是与最大温度相对应的阈值。如果该阈值不是与最大温度相对应的阈值，则过程返回步骤ST1。如果是，则过程转到步骤ST9。
在步骤ST9，控制单元14强迫停止切换元件的操作以防止任何切换元件由于过多热量产生而被损坏，因为在切换放大单元20中的温度已经达到允许的最大温度，并因而，中止停滞时间被进一步延长。例如，在这样做时，产生驱动信号PC-1h、PC-1l、PC-2h、及PC-2l，从而所有的MOSFET 201、202、203、及204被断开。可选择的是，停止把电源电压VBB施加到切换元件上。
图9A和9B是曲线图，每个用来解释停滞时间的控制操作。图9A表示在切换放大单元20中的温度。图9B表示停滞时间。
当在开始D类放大器的操作之后在切换放大单元20中的温度升高而在时间点t1处达到一个阈值LTb时，如图9A所示，控制单元14控制停滞时间设置单元12以把停滞时间从Wa延长到Wb，如图9B中所示。停滞时间的延长使在切换放大单元20中的热量产生减少，由此降低其中的温度。当温度在时间点t2处达到阈值LTa时，控制单元14控制停滞时间设置单元12以把停滞时间从Wb缩短到Wa，如图9B中所示。此后，在切换放大单元20中的温度再次升高而在时间点t3处达到一个阈值LTb时，控制单元14控制停滞时间设置单元12以把停滞时间从Wa延长到Wb。类似地，根据在切换放大单元20中的温度调节停滞时间。要注意，如果设置进一步增大的阈值，则有可能更详细地控制停滞时间。
因而，在信号产生部分10中，通过使用用于逻辑装置的传播延迟时间而延迟PWM信号，可以相对于切换元件设置停滞时间。停滞时间能根据在切换放大单元20中的温度而变化。这允许实现停滞时间的较小变化，由此能够使停滞时间根据在切换放大单元20中的温度准确地变化。
在本发明的D类放大器的实施例中，每当在切换放大单元20中的温度升高而达到一个阈值时延长停滞时间，并且每当在切换放大单元20中的温度降低而达到一个阈值时缩短停滞时间。这防止在切换元件中产生过多热量和元件由于过多热量产生而被损坏。如果在切换放大单元20中的温度降低，则缩短停滞时间，从而有可能减小在再现声频信号中的失真以得到优良的声频质量。本发明的D类放大器的实施例允许控制停滞时间以把在MOSFET 201、202、203、及204的每一个中的热量产生限制到其一个较低值，由此避免把散热器安装到MOSFET 201、202、203、及204上或者使它们的尺寸更小。这能够提供一种便宜的D类放大器。根据本发明的D类放大器的实施例，有可能在放大器的操作期间通过使用可编程逻辑装置而设置停滞时间、根据切换元件的操作状态产生一个程序、及控制可编程逻辑装置，而没有限制地改变停滞时间。
尽管在以上实施例中停滞时间设置单元包括可编程逻辑装置，但本发明不限于此。
图10表明停滞时间设置单元12a的另一个实施例的一种构造。在停滞时间设置单元12a中，为在调制处理单元11中产生的每个PWM信号提供具有彼此相同电路构造的计时调节电路12a-1h、12a-1l、12a-2h、及12a-2l。
计时调节电路12a-1h具有多个延迟产生电路123-1至123-n，在延迟产生电路123-1至123-n的每一个中，提供各种数量的串联连接延迟元件。每个延迟元件包括例如一对倒相器。计时调节电路12a-1h接收PWM信号PA-1h。PWM信号PA-1h供给到“与”门121的一个输入终端和多个延迟产生电路123-1至123-n。延迟产生电路123-1至123-n分别把接收的PWM信号PA-1h延迟独立的延迟量，以把延迟的PWM信号PA-1h供给到一个信号选择部分124。信号选择部分124基于从控制单元14接收的停滞时间控制信息DP选择延迟产生电路123-1至123-n的一个。信号选择部分124然后把一个已经从选择的延迟产生电路接收的信号供给“与”门121。“与”门121在接收的两个信号之间产生一个逻辑“与”信号作为PWM信号PB-1h，以把它供给到驱动器单元13。
如计时调节电路12a-1h那样，计时调节电路12a-1l、12a-2h、及12a-2l的每一个产生一个信号，在该信号中，在PWM信号PA-1l、PA-2h、及PA-2l的每一个中的脉冲的上升沿的计时分别被准确地延迟其一个设置延迟量，以把它供给到驱动器单元13，作为PWM信号PB-1l、PB-2h、及PB-2l。
控制单元14然后每当在切换放大单元20中的温度升高而达到一个阈值时切换这些延迟产生电路123-1至123-n，并且延长停滞时间。要不然，控制单元14每当在切换放大单元20中的温度降低而达到一个阈值时切换这些延迟产生电路123-1至123-n，并且缩短停滞时间。因而，根据切换放大单元20中的温度选择延迟产生电路以使用从选择的延迟产生电路输出的信号，这允许容易地改变停滞时间。
尽管在以上实施例中，作为切换元件的操作状态，已经检测基于在切换元件中的损耗而变化的切换元件中的温度，但本发明不限于此。由于在切换元件中的损耗基于流过切换元件的电流而变化，所以可以检测流过切换元件的电流作为切换元件的操作状态，从而停滞时间能基于其检测结果而变化。图11表明切换放大单元20a在它检测流过切换元件的电流时的另一个实施例的一种构造。
电源电压VBB经一个用来检测电流的电阻器207施加到MOSFET 201和203的漏极上。电阻器207的一个终端与运算放大器208的一个倒相输入终端相连接，并且其另一个终端与运算放大器208的一个非倒相输入终端相连接。一个反馈电阻器209提供在运算放大器208的一个输出终端与非倒相输入终端之间。在这种情况下，一个依据流过MOSFET 201和203的电流的电压出现在电阻器207的终端之间，由此使来自运算放大器208的一个输出信号与流过MOSFET201和203的电流相对应。因而，来自运算放大器208的输出信号供给到控制单元14作为传感器信号SC。如果由传感器信号SC指示的电流超过其一个阈值，则控制单元14控制停滞时间设置单元12以延长停滞时间，并且如果由传感器信号SC指示的电流降低到其一个阈值，则控制单元14控制停滞时间设置单元12以缩短停滞时间。因而，基于流过切换元件的电流而控制停滞时间防止在MOSFET 201、202、203、及204中产生过多热量和MOSFET 201、202、203、及204由于过多热量产生而被损坏。而且，这能够使D类放大器得到优良的声频质量。如果流过MOSFET 201和203的电流被分别检测，则基于流过MOSFET 201的电流控制相对于MOSFET 201和202的停滞时间，并且基于流过MOSFET 203的电流控制相对于MOSFET 203和204的停滞时间。如果这样，则有可能确定地防止在其中产生过多热量和元件由于过多热量产生而被损坏，由此得到更优良的声频质量。
控制单元14可以如此构造，从而能提供一个在停滞时间已经被改变之后的一个设置时间段上当禁止停滞时间变化时的另一个停滞时间段。在这种情况下，如果流过切换元件的电流剧烈地变化，则停滞时间不必基于流过的电流如此频繁地变化，由此得到D类放大器的稳定操作。
尽管切换放大单元20和20a已经构造成使用N沟道MOSFET的全桥切换放大单元，但本发明不限于此。在本发明的D类放大器的一个实施例中，可以构造一种使用P沟道MOSFET的切换放大单元。图12表明切换放大单元20b的又一个实施例的一种构造，其中在其高侧使用P沟道MOSFET。
在这种情况下，电源电压VBB施加到P沟道MOSFET 210和211的源极上。MOSFET 210的漏极与MOSFET 202的漏极相连接。MOSFET 211的漏极也与MOSFET 204的漏极相连接。
在MOSFET 202的漏极与MOSFET 210的漏极之间的连接点TC经一个低通滤波器31与一个扬声器23的一个输入终端相连接。在MOSFET 204的漏极与MOSFET 211的漏极之间的连接点TD经一个低通滤波器32与扬声器23的另一个输入终端相连接。
因而，如果P沟道MOSFET用在其高侧，则当使MOSFET 210和211的栅极电压不高于连接点TC的电压时，能准确地接通或断开MOSFET 210和211。这避免使用来把一个驱动信号供给到切换放大单元20b并装有任何自举电路的驱动器单元13a。这允许使切换放大单元的构造比N沟道MOSFET用在高侧下的情形的构造简单。
图13表明驱动器单元13a的又一个实施例的一种构造，其中P沟道MOSFET被用在其高侧。驱动器单元13a具有一个第一驱动器子单元13a-1，用于基于PWM信号PB-1h和PB-1l驱动信号PC-1h和PC-1l；和一个第二驱动器子单元13a-2，用于基于PWM信号PB-2h和PB-2l驱动信号PC-2h和PC-2l。
由于在本实施例中P沟道MOSFET被用在其高侧，所以在第一驱动器子单元13a-1上，一个倒相器137倒相其逻辑电平处的PWM信号PB-1h，以把倒相的信号供给到电平移动电路133。
与在切换放大单元20和20a的情形的每一种中施加的电压相同的电源电压VBB施加到电平移动电路133和放大器部分134上。当将P沟道MOSFET用在其高侧时的一个延迟电路135把PWM信号PB-1h延迟一个当在倒相器137中的传播延迟时间和在电平移动电路133中用来移动PWM信号PB-1h的信号电平所必需的时间相加时的时间量，并且把它供给到一个放大器部分136。
如第一驱动器子单元13a-1那样，第二驱动器子单元13a-2基于到它们的PWM信号PB-2h和PB-2l产生到切换放大单元20b的信号PC-2h和PC-2l。
因而，如果P沟道MOSFET被用在其高侧，在与PWM信号PB-1h和PB-2h的逻辑电平被倒相时的N沟道MOSFET 201和203相同的计时，能接通或断开P沟道MOSFET 210和211，或者在调制处理单元或停滞时间处理单元中执行一种希望的逻辑倒相，以移动其电平而产生驱动信号PC-1h和PC-2h。这允许实现与在图7A至7G中表示的那些相同的D类放大器的操作。这防止在切换元件中产生过多热量或切换元件由于过多热量产生而被损坏。这也允许以较小失真再现声频信号，由此得到优良的声频质量。而且，这允许使驱动器单元的构造更简单。
这样已经描述了根据本发明的D类放大器的实施例。本领域的技术人员应该理解，依据至此的设计要求和其它因素可能发生各种修改、组合、子组合及变更，因为它们在附属权利要求书或其等效物的范围内。
权利要求
1.一种D类放大器，包括切换放大装置，包括一对切换元件，所述切换放大装置驱动切换元件并且产生脉冲放大切换信号；和信号产生装置，用来产生每个用来驱动切换元件的脉冲宽度调制信号，并且把产生的脉冲宽度调制信号供给到切换放大装置，其中，切换放大装置包括用来检测切换元件的操作状态的检测装置；并且其中信号产生装置包括停滞时间设置装置，用来通过使用在逻辑装置中的传播延迟时间延迟脉冲宽度调制信号中的每一个而相对于切换元件设置停滞时间；和控制装置，用来基于检测装置的检测结果控制停滞时间设置装置，以基于切换元件的操作状态改变停滞时间。
2.根据权利要求1所述的D类放大器，其中，控制装置基于检测装置的检测结果控制停滞时间设置装置，以便当切换元件进入其中切换元件中的损耗增大并且检测结果达到一个预定阈值的操作状态中时，延长停滞时间；并且当切换元件进入其中切换元件中的损耗减小并且检测结果达到一个预定阈值的操作状态中时，缩短停滞时间。
3.根据权利要求1所述的D类放大器，其中，所述停滞时间设置装置包括可编程逻辑装置；并且所述控制装置基于检测装置的检测结果产生一个程序以把程序供给到停滞时间设置装置，由此允许停滞时间变化。
4.根据权利要求1所述的D类放大器，其中，所述停滞时间设置装置包括每个具有独立传播延迟时间的多个延迟电路，所述延迟电路包含逻辑装置；并且其中所述控制装置通过基于检测装置的检测结果选择延迟电路中的一个而改变停滞时间。
5.根据权利要求1所述的D类放大器，其中，所述检测装置检测切换元件的温度，作为切换元件的操作状态。
6.根据权利要求1所述的D类放大器，其中，所述检测装置检测流过切换元件的电流，作为切换元件的操作状态。
7.一种D类放大器，包括切换放大单元，它包括一对切换元件，所述单元驱动切换元件并且产生脉冲放大切换信号；和信号产生单元，它产生每个用来驱动切换元件的脉冲宽度调制信号，并且把产生的脉冲宽度调制信号供给到切换放大单元，其中切换放大单元包括用来检测切换元件的操作状态的检测子单元；并且其中信号产生单元包括停滞时间设置子单元，它通过使用在逻辑装置中的传播延迟时间延迟脉冲宽度调制信号中的每一个而相对于切换元件设置停滞时间；和控制子单元，用来基于检测子单元的检测结果控制停滞时间设置子单元，以基于切换元件的操作状态改变停滞时间。
全文摘要
本发明涉及一种D类放大器，具有一个切换放大单元，它包括一对切换元件。该单元驱动切换元件，并且产生脉冲放大切换信号。该放大器也具有一个信号产生单元，它产生每个用来驱动切换元件的脉冲宽度调制信号，并且把产生的脉冲宽度调制信号供给到切换放大单元。切换放大单元包括一个检测子单元，它检测切换元件的操作状态。信号产生单元包括一个停滞时间设置子单元，它通过使用在逻辑装置中的传播延迟时间延迟脉冲宽度调制信号的每一个而相对于切换元件设置停滞时间。信号产生单元也包括一个控制子单元，它基于检测子单元的检测结果控制停滞时间设置子单元，以基于切换元件的操作状态改变停滞时间。
文档编号H03F3/217GK1722613SQ200510084620
公开日2006年1月18日 申请日期2005年7月15日 优先权日2004年7月16日
发明者大栗一敦 申请人:索尼株式会社