一种低功耗双电容驰张型cmos振荡器的制作方法

专利名称：一种低功耗双电容驰张型cmos振荡器的制作方法
技术领域：
本发明属于开关电源技术，具体为一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡 器，是一种结构简单、低功耗的CMOS振荡器，尤其适用于便携式设备中。
背景技术：
振荡器电路在许多电子电路应用中都可以看到。目前电子技术的发展， 如DC/DC变换器、电容性的传感器、音频接收器和FM (频率调制)发生器 等，正朝着小体积、高度集成的方向发展。作为这些设备必不可少的振荡 器电路，也在朝着占用更少版图面积即更加有利于集成的方向发展。振荡 器电路的好坏直接影响到开关电源系统的性能，所以对振荡器电路的要求 也越来越高。振荡器大致可以分为调谐振荡器和非调谐振荡器两大类。调谐振荡器 产生近似于正弦波的输出，非调谐振荡器的输出通常为方波和三角波。由 于非调谐振荡器不需要很多的分立元件而非常适合于集成电路中。非调谐 振荡器大致有两种构成方式 一种是利用比较器来实现；另一种是通过CMOS 构成的振荡环路利用自激机制实现。驰张型振荡器就是利用比较器来实现 的，它具有良好的频率线性控制能力。低功耗、高效率是开关电源和便携 式设备的一个趋势，所以，如何降低功耗、提高效率也是驰张型振荡器所 面临的一个挑战。图1描述了一种典型的双电容驰张型振荡器的电路原理图。双电容电 路1是为了交替的控制比较电路2的输出，振荡器的频率是由恒流源1。确 定。但是该图所示的振荡器电路的功耗较大，而且对比较电路2中的比较 器Comp,和比较器Co即2要求很高，否则将会出现逻辑时序上的紊乱。发明内容本发明的目的在于提供一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，该振荡 器结构简单，可以减小功耗，提高效率。本发明提供的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路和RS 触发器；其特征在于它还包括比较电路，比较电路由比较器Comp3和D触 发器构成，双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端INP1、 INP2，比较器的反相输入端I队接参考电压Vr6f,比较器的输出端C。ut接D触 发器的触发沿，D触发器的二个输出端Q,、 Qr分别接RS触发器的二个输入 端R、 S， RS触发器的二个输出端Q2、 Qr分别接双电容电路的二个输入端，D触发器的其中一个输出端Qr作为总输出端V。ut。本发明的比较电路与现有的技术相比，具有低功耗、高效率的优点。 本发明中的比较电路是由一个比较器和一个D触发器构成的，而在现有的 技术中，比较电路是由两个比较器构成的。比较器Comp3所消耗的电流与比 较器Comp,和Comp2所消耗的电流差别不大，但本发明的比较电路中的D触 发器是一个数字单元，它里面的晶体管都是工作在开关状态，静态电流很 小，而且无需任何偏置电路，所以功耗很低。而比较器Comp,和比较器Comp2 中的晶体管都是工作在饱和区，而且需要额外的偏置电路。总之，本发明 的双电容驰张型振荡器电路结构新颖、简单，与现有的技术相比，大大降 低了功耗、提高了效率。


图1为现有的双电容驰张型振荡器的电路原理图；图2为图1中比较器的具体电路图；图3为本发明的双电容驰张型振荡器的电路原理图；图4为对应于图3中比较器的第一种实施方式的电路图；图5为对应与图3中比较器的第二种实施方式的电路图；图6为对应于图3的一种具体实施方式
的电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。如图3所示，本发明双电容驰张型振荡器由双电容电路l、比较电路3 和RS触发器构成。其中，比较电路3由比较器Co即3和D触发器构成，双 电容电路1的二个输出端分别接比较器Comp3的二个同相输入端INw和INP2， 比较器Comp3的反相输入端INw接参考电压比较器Comp3的输出端C。ut 接D触发器的触发沿，D触发器的输出端(^和Qr分别接RS触发器的输入 端R、 S， RS触发器的输出端Q2和Q2 分别接双电容电路1的二个输入端，D触发器的输出端Qr作为总输出端V。"。上述电路中，双电容电路l中的电容的充、放电是由RS触发器的输出 端Q2和Q广来控制的。当Q2输出高电平"1"、 Q2 输出低电平"0"时，丽0S 管MM截止、丽2导通，PM0S管MPi导通、MP2截止，这时，恒流源1。通过PM0S 管MP,对电容d进行充电，电容G通过NM0S管跳进行放电。而放电的过 程很快，主要依赖于放电管的宽长比。因此，当V2下降到参考电压V^以下 时，V,还不能上升到参考电压V f,所以这个时候比较器Comp3输出低电平 "0"。随着Vi的继续上升，当V,超过参考电压U寸，比较器Co卿3就会翻 转输出高电平"1"，这相当于给D触发器一个上升沿，使得D触发器的Q, 端翻转输出高电平"1"， Qr端翻转输出低电平，从而RS触发器输出端Q2 翻转输出为低电平"0"、 Q,翻转输出为高电平"l"。于是丽0S管跳导通、 丽2截止，电容d通过丽0S管丽i放电，恒流源1。通过PM0S管MP2对电容 G进行充电。从而，电压V,开始下降，电压V2开始上升。因为放电过程很 快，所以V,下降到参考电压Vwf以下时，V2还不能上升到参考电压Vref，于 是Comp3翻转输出为低电平"0"，使得RS触发器输出端Q2再次翻转输出为 高电平"1"、 Q2 再次翻转输出为低电平"0"。如此周而复始，就会在输出 端V。ut处得到一个准确的占空比为50%的方波。值得注意的是，电容电压 V,(或V》上升到参考电压Vw后，并不会立即下降，它会因为传播延迟Td 而继续上升一段时间。这里所说的传播延迟Td是指在电容电压V,(或V2) 达到参考电压V^与触发器在导通和断开之间进行转换期间，所存在的延迟。传播延迟Td的产生是由电子元件本身所固有的延迟造成的，例如比较 电路3中的比较器Comp3对输入信号进行比较时所花费的时间、用于D触发 器和RS触发器中的状态转换所花费的时间，以及PM0S管MP,和Mh与NMOS 管MK和MN2在导通与关断之间进行转换时所花费的时间等。如图4所示，本发明中的比较器Comp3的第一种实施电路包括偏置电路 4、丽0S管丽7、丽8、 ,9、丽u)和,n，以及PMOS管MP 、 MPs和MPu)。偏置 电路4包括丽0S管丽u和PM0S管MPU。丽OS管丽u的栅极、漏极与PMOS 管MPn的漏极共连，源极接地。PM0S管MPn的栅极接偏置电路4的输入偏 置电压VB，源极接电源电压V。d，漏极接丽OS管MNu的漏极。NM0S管丽7、 MNs和丽9的栅极分别作为比较器Comp3的反相输入端INN、同相输入端INP1 和INP2;它们的源极共连，接在丽0S管MN,2的漏极；丽0S管,7的漏极接 PMOS管MP7的漏极，醒OS管丽8和MN9的漏极共连，接在PMOS管MP8的漏极。 PMOS管M&和MP8的栅极与PMOS管MP7的漏极共连，接在丽OS管MN7的漏极； 它们的源极共连，接在电源电压Vdd上；PMOS管MPs的漏极接丽0S管丽8和 MN9的漏极。PMOS管MP1Q的栅极接PMOS管MP8的漏极，源极接电源电压VDD， 漏极作为比较器Comp3的输出端C。ut。NM0S管,12和MN1Q的栅极共连，接丽OS 管丽u的栅极；它们的源极也共连，接地；丽OS管MN12的漏极接丽OS管丽7 的源极，画OS管MN,。的漏极接比较器Comp3的输出端C。ut。在图4所示的比较器Comp3中，偏置电路4为其它部分提供偏置信号。 其中，丽0S管,12和MNu)就是通过电流镜像作用从偏置电路中得到的镜像 电流，来为腿0S管MN7、 MN8、 M队和MN,。提供偏置电流。输入端肌是比较 器Co即3的反相端，输入端INn和INp2是比狡器Comp3的两个同相端。PM0S 管MPJ卩MP8分别是比较器输入管的有源负载，以提高第一级电路的输出阻 抗，并同时把双端信号转化为单端信号，输送到PMOS管MP,。的栅极。当同 相端输入信号INP1 (或INP2)大于反相输入端信号I队时，输出C。ut就为高电 平；当同相端输入信号INh和INp2都小于反相瑜入端信号IW时，输出C。ut 就为低电平。如图5所示，本发明中的比较器电路Co即3的第二种实施电路包括偏置 电路5、丽0S管MN加、丽21、 MN22、 MN23、 ,2j[JMN26，以及PM0S管MP^、 MP22、MP23和MP24。偏置电路5包括PMOS管MP2，醒0S管,25。 PMOS管MP巧的源 极接电源电压V。D，栅极接比较器Comp3的输入偏置电压VB，漏极接丽0S管 MN25的漏极；丽0S管丽25的源极接地，栅极、漏极和PM0S管MP25的漏极共 连。丽0S管MN21、 Ml和MN2Q的栅极分别作为比较器Comp3的反相输入端INN、 同相输入端H和INP2;它们的源极共连，接腿0S管丽26的漏极；丽0S管 MN21的漏极接PMOS管MP21的漏极，丽0S管丽22和丽2。的漏极共连，接PMOS 管MP22的漏极。丽0S管,26的栅极接丽0S管丽25的栅极，源极接地，漏极 接丽OS管丽a的源极。丽0S管,23和MN24的源极共连，接地；栅极与醒0S 管MN23的漏极共连，接PM0S管MP23的漏极；丽0S管丽24的漏极作为比较器 Comp3的输出端C。ut。 PMOS管MPn的栅极、漏极与PM0S管MP23的栅极共连， 接丽0S管丽21的漏极；它们的源极共连，接电源电压VTO; PMOS管MP23的漏 极接画0S管丽23的漏极。PMOS管MP22的栅极、漏极与PMOS管MP24的栅极共 连，接丽0S管MN22的漏极；它们的源极也共连，接电源电压V。。； PM0S管 MP24的漏极接比较器Comp3的输出端C。ut。在图5所示的比较器Comp3中，偏置电路5的作用与图4所示的比较器 Comp3中的偏置电路4的作用一样。从图3可以得到，电容d (或C。的充电时间为々上式中，^指电容电压V,(或V》的高电平，等于参考电压V^; ^指电容 电压Vi (或V2)的低电平，等于0; C指电容d (等于G)的值；/。指恒流 源Io的值。因此，振荡器的输出频率2*(^)其中，r为电容的充电时间，^为传播延迟时间。比较图1和图3可以看出，图3所示的双电容驰张型振荡器电路原理 中，比较电路3中的一个比较器Comp3和D触发器取代了图1中的比较电路 2中的两个比较器Comp,和Comp2。比较电路2和比较电路3所占用的版图面 积大体相当。从图2和图4可以看出，比较器Comp3仅比比较器Comp,(或Comp2)多处一个丽0S管，所以，比较器Comp,(或Comp2)与比较器Comp3 所消耗的电流几乎是一样的。但是，比较电路3中的D触发器是一个简单 的数字电路，它的所有MOS管都工作在开关状态，而且无需任何偏置电路， 所以它的静态功耗非常小。而比较器Compi (或Comp2)中的M0S管都必须 工作在饱和区，各自都需要偏置电路才能正常工作。所以比较器Comp,(或 Comp2)的功耗比D触发器大很多。总之，图3与图1相比，虽然增加了一个D触发器电路，但是减少了 一个比较器电路，这使得图3占用版图面积和图1几乎一样的情况下，大 大减小了功耗提高了效率。下面举例对本发明作进一步详细的分析。如图6所示，双电容电路1中的恒流源电路包括PM0S管MP12、 MPu和 MP14，以及固定的偏置电流源L。除了恒流源电路外，双电容电路l还包括 PMOS管MPi和MP2、 NM0S管跳和跳，以及电容d和C2。偏置电流源I,负 端接地，正端接PM0S管MPi2的漏极。PM0S管MP^、 MP^和MP"的源极共连， 接电源电压VIN;栅极也共连，接PMOS管MPu的漏极；PMOS管MP,3和MP14 的漏极分别接PMOS管MP,的源极和PMOS管MP2的源极。隨0S管丽,和丽2 的源极共连，接地；它们的漏极分别接PM0S管MP,的漏极和MP2的漏极，栅 极分别接RS触发器的Q,输出端和Q2输出端。PM0S管MPi的栅极接丽0S管 丽i的栅极、漏极接丽0S管丽,的漏极、源极接PM0S管MPu的漏极。PM0S 管MP2的栅极接丽0S管MN2的栅极、漏极接NM0S管MN2的漏极、源极接PMOS 管MP"的漏极。电容d和C2的下极板共连，接地；上极板分别接醒0S管MN8 和MN9的栅极。比较电路3中的比较器Comp3的构成与图4所示的结构相同。其中，输 入信号Vb和Vw都是从别的模块接入的偏置电压。比较电路3中的D触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。 它的上升沿触发的时钟输入信号CP接比较器Comp3的输出端；输入端D和 自身的输出端Qr共连，接振荡器的输出信号V。w输出端Qi接RS触发器的 输入端R。RS触发器的电路结构可用现有的典型电路结构实现。它的输入端R接比较电路3中D触发器的Qj俞出端；输入端S接比较电路3中D触发器的 输出端Qr;输出端Q2接丽0S管丽2的栅极；输出端Q2 接丽0S管丽,的栅 极。双电容电路1中的PMOS管MPu和MPM通过电流镜像得到恒定的电流I。， 分别给电容d和C2充电。充电电流为^*/1，其中，B是一个常数，它表示 PM0S管MP13 (或MP14)与PM0S管MP,2的宽长比，L表示固定的偏置电流。 若RS触发器的初始状态Q2为高电平，Qf为低电平，则丽OS管丽,截止、 MN2导通，PM0S管MPi和MP,3导通、MP2和MPw截止。电容d充电、d放电。 因为放电过程很快，所以，当V2下降到参考电压V^以下时，V,还不能上升 到Vw，所以这个时候比较器Comp3仍然输出低电平。随着V,的继续上升， 就会达到Vref，此时，比较器Comp3就会翻转，输出高电平。D触发器的输入 信号CP由低电平跳变到高电平时，输出端Qi和Qr都会翻转，分别输出高 电平和低电平。此时，振荡器的输出信号V。ut也由原来的高电平翻转为低电 平。于是，RS触发器的输出端Q2和Q2 就会跟着翻转，分别输出低电平和高 电平。这使得丽OS管丽i导通、,2截止。电容d放电、G充电。因为放电 过程很快，所以Vi下降到参考电压V^时，V2还不能上升到V f，此时比较 器Comp3会翻转输出低电平。当V2上升到参考电压Vref时，比较器C0mp3就 会翻转输出高电平。使得D触发器的输出端(^和Qr同时翻转，分别输出低 电平和高电平。此时，振荡器输出Vw再次翻转为高电平。于是，RS触发器 的输出端02和Q,也再次同时翻转成高电平和低电平。这又回到初始状态， 如此反复，就可以得到占空比为50%的输出方波。在现有的双电容驰张型振荡器中，如果由于电路或工艺的失调造成比 较器Con^和比较器Comp2不能很好的匹配，那么这两个比较器的输出就不 能同时翻转，RS触发器的两个输入端就有可能会瞬间保持同一种电平"1" 或"0"，这是双电容驰张型振荡器所不允许的。因此，现有的技术中，对 比较器Comp,和Comp2电路的精度以及它们之间的匹配度要求非常高。而在 本发明所采用的比较电路中，因为仅有一个比较器Comp3，所以就不存在匹 配性问题。这就降低了比较器Co即3设计的难度，从而可以利用简单的电路结构以降低其功耗。在比较电路中，IN"乍为比较器Comp3的反相输入端， H和INp2分别作为比较器Comp3的同相输入端；C。ut是比较器Comp3的输出 端。当比较器Co即3的同相输入端信号INp,和INp2都小于反相瑜入端信号INN 时，比较器Comp3的输出端V加t就为低电平；当同相输入端信号INp,(或INp2) 大于反相输入端信号肌时，比较器Comp3的输出端C。ut就为高电平。当比较 器Comp3的输出端V。ut由低电平跳变为高电平时，就会给D触发器的CP输入 端一个上升沿信号，使得D触发器的两个输出端Q,和Qr发生翻转。另外， 本发明的双电容驰张型振荡器中比较电路中的D触发器是一个现有的典型 电路，它的静态功耗几乎为零。
权利要求
1. 一种低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路(1)和RS触发器；其特征在于它还包括比较电路(3)，比较电路(3)由比较器和D触发器构成，双电容电路(1)的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端INP1、INP2，比较器的反相输入端INN接参考电压Vref，比较器的输出端Cout接D触发器的触发沿，D触发器的二个输出端Q1、Q1~分别接RS触发器的二个输入端R、S，RS触发器的二个输出端Q2、Q2~分别接双电容电路(1)的二个输入端，D触发器的其中一个输出端Q1~作为总输出端Vout。
2、 根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CMOS振荡器，其特征 在于所述比较器包括偏置电路(4)、丽0S管MN7、丽8、丽9、丽1()和丽12， 以及PMOS管MP 、 MPs和MPu);偏置电路4包括丽OS管丽n和PMOS管MP11;丽OS管丽n的栅极、漏极 与PMOS管MP 的漏极共连，源极接地；'PM0S管MPU的栅极接比较器的输入 偏置电压VB，源极接电源电压V。D，漏极接NMOS管MNn的漏极；丽0S管丽7、 MN8和MN9的栅极分别作为比较器的反相输入端INN、同相 输入端INn和INp2;它们的源极共连，接在丽OS管丽^的漏极；丽OS管丽7 的漏极接PM0S管MP7的漏极，丽0S管MN8和,9的漏极共连，接在PMOS管 MP8的漏极；PMOS管M&和MPs的栅极与PMOS管MP7的漏极共连，接在丽OS 管MN7的漏极；它们的源极共连，接在电源电压V。。上；PM0S管MP8的漏极接 丽OS管,8和MN9的漏极；PMOS管MP1()的栅极接PMOS管MP8的漏极，源极接 电源电压VDD,漏极作为比较器的输出端C。ut; NMOS管,12和MNK,的栅极共连， 接丽OS管MNu的栅极；它们的源极也共连后接地;腿OS管丽12的漏极接丽OS 管丽7的源极，丽OS管MNw的漏极接比较器的输出端C。ut。
3、根据权利要求1所述的低功耗双电容驰张型CM0S振荡器，其特征 在于比较器电路包括偏置电路5、丽OS管丽2。、 MN21、 MN22、 MN2:,、 MN"和丽26，以及PM0S管MP^、 MP22、 MP"和MP24;偏置电路(5)包括PM0S管MP25和NM0S 管丽25; PMOS管MP25的源极接电源电压V。d，栅极接比较器的输入偏置电压 Vb，漏极接丽OS管丽25的漏极；丽OS管MN25的源极接地，栅极、漏极和PMOS 管MP25的漏极共连；丽OS管MN^、 MN22和,2。的栅极分别作为比较器的反相 输入端I队、同相瑜入端INw和INp2;它们的源极共连，接丽0S管丽26的漏 极；丽0S管丽2i的漏极接PM0S管MPu的漏极，薩0S管MN22和丽2(,的漏极共 连，接PM0S管MP22的漏极；丽0S管丽26的栅极接丽0S管丽25的栅极，源极 接地，漏极接丽OS管MN^的源极；NMOS管丽23和MN24的源极共连，接地； 栅极与丽OS管MN23的漏极共连，接PMOS管MP23的漏极；丽OS管MN24的漏极 作为比较器的输出端C。ut; PMOS管MP21的栅极、漏极与PMOS管MP23的栅极 共连，接NMOS管,21的漏极；它们的源极共连，接电源电压V。。； PMOS管 MP23的漏极接NMOS管MN23的漏极；PMOS管MP22的栅极、漏极与PMOS管MP24 的栅极共连，接NMOS管,22的漏极；它们的源极也共连，接电源电压V。。； PMOS管MP24的漏极接比较器的输出端C。ut。
全文摘要
本发明公开了一种低功耗的双电容驰张型CMOS振荡器，包括双电容电路、RS触发器和比较电路。比较电路由比较器Comp₃和D触发器构成，双电容电路的二个输出端分别接比较器的二个同相输入端，比较器的反相输入端接参考电压，比较器的输出端接D触发器的触发沿，D触发器的二个输出端分别接RS触发器的R、S端，RS触发器的二个输出端分别接双电容电路的二个输入端，D触发器的其中一个输出端作为总输出端。与现有的技术相比，比较器Comp₃和比较器Comp₁(或Comp₂)所消耗的电流相当，但是因为D触发器中的所以管子都处于开关状态，并且不需要偏置电路，所以它比比较器Comp₂(或Comp₁)的静态功耗要小很多。本发明的电路结构简单，占用版图面积小、功耗低、效率高。
文档编号H03K3/00GK101257289SQ20081004718
公开日2008年9月3日 申请日期2008年3月28日 优先权日2008年3月28日
发明者余国义, 嘉 刘, 刘占领, 仙 唐, 曾子玉, 高 李, 超 邵, 邹雪城, 陈晓飞, 雷鑑铭 申请人:华中科技大学