专利名称：：一种用于数字助听器的多通道宽动态范围压缩系统的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种基于听觉感知模型的多通道宽动态范围压縮系统，包括模拟听觉感知模型的分析滤波器组2、声压级检测模块3、压縮放大增益计算模块4和模拟听觉感知模型的综合滤波器组6;音频数字信号x(n)1经分析滤波器组2后分成K个通道，经声压级检测模块3检测各个通道的声压级、压縮放大增益计算模块4计算得到各个通道的具体增益值后，乘法器5将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组6综合成一路输出信号y(n)7;该滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组2和综合滤波器组6中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。所述的模拟听觉感知模型的分析滤波器组2通过全通变换，以及调整全通变换参数，得到非均匀通道划分，实现步骤包括1)截取信号的步骤，截取有限长信号片段，长度P的取值为不大于(l+|b|)L/(1-1bI)的最大整数，截取步长为D，其中L为分析原型滤波器的长度，b为全通变换参数，D为降采样率；2)全通变换的步骤，对有限长信号片段进行全通变换；所述的全通变换为L-l阶、全通变换参数为b的全通变换，L-l为全通滤波器的个数；3)加权处理的步骤，用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对全通变换的结果做加权处理；4)时间叠加的步骤，将加权处理的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加，L为分析原型滤波器的长度；5)离散傅立叶变换的步骤，进行K点离散傅立叶变换，K为通道数目；6)用中心频率调整系数e邓(加De-、"k))乘以离散傅立叶变换的结果，得到各个通道信号的序列im("，其为第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中"k=2k/K，k=0，，K-l。上述技术方案中，所述的步骤2)的全通变换，步骤包括21)对于有限长信号s(n)13，先做时间翻转14得到s(N-n);22)然后，经过全通滤波器A(z)15链，当n=N时取值，得到非线性频率变换结果^")16;其中，在单位圆上，有A(eJ'")二e"'")，其中6sin(w)、1—&cos()式中w=2Jif/fs，fs为采样率。争)=arg母乂"=w+2tan-1所述的离散傅立叶变换可以用快速傅立叶变换实现。所述的截取信号片段的长度P与分析原型滤波器的长度L之间满足P是不大于(l+|b|)L/(l-|b|)的最大整数。所述的模拟听觉感知模型的综合滤波器组6通过全通反变换，将全通变换后的频率尺度再变换成原来的频率尺度，实现步骤包括1)将各通道信号序列t(A:)乘以另一组中心频率调整系数e邓(-加D9—、"k))，其中，wk=2kJi/K，k=0，，K-l;2)离散傅立叶反变换的步骤，进行K点离散傅立叶反变换(IDFT);3)将离散傅立叶反变换的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；4)用综合原型滤波器f(r)对上述长度为L的序列进行加权处理；5)全通反变换的步骤，对加权处理的结果进行P-l阶参数为b的全通反变换；6)叠加的步骤，将全通反变换的结果叠加至长度为P的输出缓存，输出缓存的左侧移出D个点作为输出，同时，输出缓存的右侧补充D个零，另外，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。所述的离散傅立叶反变换可以用快速傅立叶反变换(IFFT)实现。6所述的步骤5)的P-l阶参数为b的全通反变换，可以通过P-l阶参数为_b的全通变换实现。对于输入信号x(n)1为实信号的情况，所述的声压级检测模块3和压縮放大增益计算模块4仅需对第0至K/2通道信号进行处理。本发明在分析过程中，先将输入信号段进行全通变换，再对变换后的信号用分析原型滤波器的时间翻转加权，时间叠加，离散傅立叶变换(可以采用快速傅立叶变换)，最后乘以中心频率调整系数，得到各个通道信号。在分析过程中引入了全通变换，实现输入信号的频率的非线性变换，这样在变换后的频率尺度上的均匀通道划分相当于在原频率尺度上的非均匀通道划分。适当选释全通变换系数，可以模拟Bark频率尺度，0.Smith等在1999年给出了根据采样率选择适当全通变换参数的具体计算公式。根据声压级检测模块的结果和各压縮放大增益计算参数，计算各个通道信号的压縮放大增益值，并将其与对应通道信号相乘。在综合过程中，先将各通道信号乘以另一组中心频率调整系数，再做离散傅立叶反变换(可以用快速傅立叶反变换实现)，将上述结果复制若干次后，用综合原型滤波器对其进行加权处理，再对加权结果进行全通反变换，将结果加在输出缓存中，输出缓存每次左侧移出D个点，作为输出。最后，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。在综合过程中，加入了全通反变换，将变换后的频率尺度，变换成原来的频率尺度，避免由分析过程中频率变换引起的综合信号的相位失真，从而保证好的信号重建效果。本发明的优点在于，本发明中采用的模拟听觉感知模型的滤波器组结合了DFT滤波器组的高效实现方法加权叠接相加结构和全通变换，既具有加权叠接相加结构的高效率，同时克服了目前频率变换滤波器组方法中存在的无法实时实现和相位失真的问题，可以用较少的通道数目实现人耳的频率分辨率，通道数目的减少不仅可以降低计算复杂度，同时可以降低系统的群延迟。该系统的一个应用是数字助听器。本发明设计的基于听觉感知模型的多通道宽动态范围压縮系统可以根据实际需求调节通道数目、降采样率、分析原型/综合原型滤波器的截止频率和长度、全通变换参数、各个通道压縮放大增益计算参数等参数。通过调节全通变换参数，可以实现在通道数目较少的情况下模拟听觉感知模型的信号非均匀分通道。图1是本发明的基于听觉感知模型的多通道宽动态范围压縮系统原理图；图2a是全通变换参数b=0时16通道划分情况图；图2b是全通变换参数b=0.4时16通道划分情况图；图3是模拟听觉感知模型的分析滤波器组的流程图；图4是全通变换原理图；图5a是全通滤波器A(z)的相位响应图；图5b是全通滤波器A(z)的群延迟图；图6是模拟听觉感知模型的综合滤波器组的流程图。图7是算法仿真所用听力图图8a是输入信号波形图；图8b是W0LA-64WDRC输出波形图；图8c是WarpedW0LA-16WDRC输出波形图；图9a是输入信号语谱图；图9b是WOLA-64WDRC输出语谱图；图9c是WarpedW0LA-16WDRC输出语谱图。具体实施例方式如图1所示，本发明公开的基于听觉感知模型的多通道宽动态范围压縮系统包括模拟听觉感知模型的分析滤波器组2，声压级检测模块3，压縮放大增益计算模块4，乘法器5和模拟听觉感知模型的综合滤波器组6五个主要部分。输入数字信号x(n)l，经模拟听觉感知模型的分析滤波器组2后分成K个通道，声压级检测模块3检测各个通道的声压级，压縮放大增益计算模块4计算得到各个通道的具体增益值，乘法器5将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过模拟听觉感知模型的综合滤波器组6综合成一路输出信号y(n)7。如图3所示，为了提高效率，模拟听觉感知模型的分析滤波器组2采用了加权叠接相加结构中加入了全通变换操作，调整全通变换参数，可以得到非均匀通道划分。例如，对于采样率为8kHZ，通道数目为K二16，分析原型滤波器h(n)的截止频率为n/K，图2a为全通变换参数b=0时的通道划分情况，此时为均匀滤波器组。图2b为全通变换参数b=0.4时的通道划分情况，为非均匀滤波器组。这样，可以直接对各个通道信号计算压縮放大增益。而对于基于W0LA滤波器组的宽动态范围压縮系统来说，需要先将信号分成较多数目的通道，然后将高频通道合并，以模拟听觉感知模型，之后，才能对合并后的通道进行压縮放大增益计算。模拟听觉感知模型的分析滤波器组2具体实现流程如图3所示，实现步骤如下(1)长度为P的输入缓存每次右侧移入x(n)的D个点，左侧移出D个点；(2)计算输入缓存中信号的L-l阶参数为b的全通变换；(3)用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对(2)的结果加权；(4)将(3)的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加；(5)计算(4)的结果的K点快速傅立叶变换；(6)用e邓(加De-、"k))乘以(5)的结果，得到结果序列义,("，其长度为K，第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中，"k=2kJi/K，k=0，...，K-l。其中，全通变换的实现流程如图4所示。对于有限长信号s(n)13，先做时间翻转14得s(N-n)，然后经过全通滤波器A(z)15链，当n=N时取值，得到变换结果;(r)16。A(z)15的个数称为全通变换的阶数。其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>为实的、稳定的、因果的一阶全通滤波器，其极点b称为全通变换参数。在单位圆上，有A(eJ'")=e"(")，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>式中"=2Jif/fs，fs为采样率。图4的过程实现了e:"—e(")的非线性频率变换。由A(z)的性质可知，实现其反变换e—、e(")—"只要将A(z)的极点改为-b即可。图5a显示了极点b取不同值时9(")与"之间的关系，可见当b^O时，二者是非线性关系，对e(")进行均匀通道划分，相当于对"进行非均匀通道划分。图5b显示了极点b取不同值时A(z)的群延迟Tb(")=(l-b2)/(l-2bcOS"+b2)随"和b变化的情况。通过对A(z)的群延迟的分析可知，当b>0时，频率越高群延迟越小，要使"r)中包含s(k)中的所有"=的信息，要求序列s(k)的长度P与A(z)链长度L之间满足L>(l+|b|)P/(l_|b|)。而如果只要求;(")中包含s(k)中的所有"=0的信息，则只需满足P>(l+|b|)L/(l-|b|)。对于实信号，正、负频率成分是对称的，所以此时声压级检测模块(3)和压縮放大增益计算模块(4)实际上只需对第0至K/2通道信号进行处理。如图6所示，模拟听觉感知模型的综合滤波器组6的具体步骤为(1)将序列之("乘以exp(-加D9-乂"k))，其中"k=2kJi/K，k=0，，K_l;(2)计算(1)的结果的K点快速傅立叶反变换；(3)将(2)的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；(4)用综合原型滤波器f(r)对(3)的结果加权；(5)计算(4)的结果的P-l阶参数为_b的全通变换(即P-l阶参数为b的全通反变换)；(6)将(5)的结果叠加至长度为P的输出缓存序列，然后将输出缓存的左侧移出D个点，作为该步骤的输出，最后将输出缓存的右侧补充D个零。(7)将(6)的输出通过频率响应为的滤波器，得到最后的输出y(n)。为了与基于WOLA滤波器组的宽动态范围压縮系统进行对比，我们对下面的例子进行了仿真实验。设一个听障者的听力图如图7所示。用64通道的WOLA滤波器组(记作WOLA-64)和16通道的WarpedWOLA滤波器组(记作WarpedWOLA-16)对信号进行分通道，具体参数如表1所示。表1W0LA-64和WarpedWOLA-16的参数情况<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>滤波器组参数WOLA-64WarpedWOLA-16原型分析滤波器截止频率n/64n/16原型综合滤波器截止频率n/16n/11全通变换参数b无0.5657对WOLA-64高频通道进行适当合并，得到这两个滤波器组对应于正频率的9个通道的中心频率和带宽情况如表2所示。表2W0LA-64和WarpedWOLA-16的中心频率和带情况WOLA-64WarpedWOLA-16中心频率(Hz)带(Hz)中心频率(Hz)带(Hz)012501352502502732805002505663139005009073801375500134050720007501952763300012502937132047502250476125196938212580001783根据听阈图(图7)设计相应通道的WDRC参数如表3所示。表3各通道的WDRC参数通道序号1,2345,67,89启动时间(ms)555555恢复时间(ms)707070707070下拐点(dB)505050505050上拐点(dB)10010010010010010050dB增益(dB)20253035404580dB增益(dB)101015172225压縮比1.5:12:12:12.5:12.5:13:1测试信号为女声"school",采样率为16kHz，其波形如图8a所示，语谱图如图9a所示。WarpedWOLA-16和WOLA-64WDRC系统的输出波形分别为图8b和图8c。图9b和图9c分别为W0LA-64WDRC系统输出和WarpedWOLA-16WDRC系统输出的语谱图。从上述图像10的比较可以看出，WarpedW0LA-16WDRC系统和WOLA-64WDRC系统具有相似的压縮放大效果。考察数字助听器的信号处理算法的重要指标有频率分辨率、计算复杂度和系统群延迟。从上面的分析可以看出，W0LA-64WDRC和WarpedWOLA-16WDRC系统在获得相似频率分辨率的前提下，后者具有通道数目更少的优势。另外，WOLA-64延迟为272个采样点，而WarpedWOLA-16的延迟为234个采样点。这是因为通道数目的减少可以降低对分析/综合原型滤波器长度的要求，从而降低滤波器组的延迟。滤波器组的延迟是WDRC系统群延迟的重要组成部分，因此WarpedW0LA-16WDRC系统具有更小的群延迟。最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。权利要求一种用于数字助听器的多通道宽动态范围压缩系统，该多通道宽动态范围压缩系统基于一种模拟听觉感知模型的滤波器组，包括模拟听觉感知模型的分析滤波器组(2)、声压级检测模块(3)、压缩放大增益计算模块(4)、乘法器(5)和模拟听觉感知模型的综合滤波器组(6)；音频数字信号x(n)(1)经分析滤波器组(2)后分成K个通道，经声压级检测模块(3)检测各个通道的声压级、压缩放大增益计算模块(4)计算得到各个通道的具体增益值后，乘法器(5)将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组(6)综合成一路输出信号y(n)(7)；其特征在于，该模拟听觉感知模型的滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组(2)和综合滤波器组(6)中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。2.根据权利要求1所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的模拟听觉感知模型的分析滤波器组(2)通过全通变换，以及调整全通变换参数，得到非均匀通道划分，实现步骤包括1)截取信号的步骤，截取有限长信号片段，长度P的取值为不大于(1+1bI)L/(1-1bI)的最大整数，截取步长为D，其中L为分析原型滤波器的长度，b为全通变换参数，D为降采样率；2)全通变换的步骤，对有限长信号片段进行全通变换；所述的全通变换为L-l阶、全通变换参数为b的全通变换，L-l为全通滤波器的个数；3)加权处理的步骤，用分析原型滤波器的时间翻转h(-r)对全通变换的结果做加权处理；4)时间叠加的步骤，将加权处理的结果平均分成L/K个长度为K的小片段，并将这些小片段相加，L为分析原型滤波器的长度；5)离散傅立叶变换的步骤，进行K点离散傅立叶变换，K为通道数目；6)用中心频率调整系数e邓(加De-、"k))乘以离散傅立叶变换的结果，得到各个通道信号的序列^，其为第k个分量对应第k个通道m时刻的输出，其中"k=2kJi/K，k=。，，K-l。3.根据权利要求2所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的步骤2)的全通变换，步骤包括21)对于有限长信号s(n)(13)，先做时间翻转(14)得到s(N-n);22)然后，经过全通滤波器A(z)(15)链，当n二N时取值，得到非线性频率变换结果;(O(16);其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage2</formula>在单位圆上，有A(eJ'")二e"'")，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage2</formula>式中w=2Jif/fs，fs为采样率。4.根据权利要求2所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的离散傅立叶变换可以用快速傅立叶变换实现。5.根据权利要求2所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的截取信号片段的长度P与分析原型滤波器的长度L之间满足P是不大于(l+|b|)L/(l-|b|)的最大整数。6.根据权利要求1所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的模拟听觉感知模型的综合滤波器组(6)通过全通反变换，将全通变换后的频率尺度再变换成原来的频率尺度，实现步骤包括1)将各通道信号序列t⑨乘以另一组中心频率调整系数e邓(-加D9—、"k))，其中，wk=2kJi/K，k=0，，K-l;2)离散傅立叶反变换的步骤，进行K点离散傅立叶反变换；3)将离散傅立叶反变换的结果复制L/K次，形成一个长度为L的序列；4)加权处理的步骤，用综合原型滤波器f(r)对3)中的结果进行加权处理；5)全通反变换的步骤，对加权处理的结果进行P-1阶参数为b的全通反变换；6)叠加的步骤，将全通反变换的结果叠加至长度为P的输出缓存，并将输出缓存的左侧移出D个点作为输出，同时，将输出缓存右侧补充D个零，另外，将输出结果通过频率响应为一阶全通滤波器A(z)的群延迟的倒数的滤波器，得到最终的输出结果。7.根据权利要求6所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的离散傅立叶反变换可以用快速傅立叶反变换实现。8.根据权利要求6所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，所述的步骤5)的P-l阶参数为b的全通反变换，可以通过P-l阶参数为-b的全通变换实现。9.根据权利要求1所述的多通道宽动态范围压縮系统，其特征在于，对于输入信号x(n)(1)为实信号的情况，所述的声压级检测模块(3)和压縮放大增益计算模块(4)仅需对第0至K/2通道信号进行处理。全文摘要本发明涉及一种基于听觉感知模型的多通道宽动态范围压缩系统，包括模拟听觉感知模型的分析滤波器组、声压级检测模块、压缩放大增益计算模块、乘法器和模拟听觉感知模型的综合滤波器组；音频数字信号x(n)经分析滤波器组后分成K个通道，声压级检测模块检测各个通道的声压级，压缩放大增益计算模块计算得到各个通道的具体增益值，乘法器将通道增益值与对应子带信号相乘，所得结果通过综合滤波器组综合成一路输出信号y(n)；该滤波器组通过加权叠接相加结构与全通变换相结合的方式，在加权叠接相加结构的分析滤波器组和综合滤波器组中分别进行全通变换和全通反变换，实现在通道数目较少的情况下模拟人耳听觉分辨率。文档编号H03H17/00GK101695148SQ20091023622公开日2010年4月14日申请日期2009年10月23日优先权日2009年10月23日发明者孟晓辉,崔杰,肖灵申请人:中国科学院声学研究所;