数控振荡器的制作方法

专利名称：数控振荡器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及集成电路，并且更具体地，涉及用于集成电路的振荡器电路。
背景技术：
数字集成电路经常包含模拟电路。例如，某些数字集成电路包含模拟锁相环电路。诸如模拟锁相环的模拟电路可以包含压控振荡器。典型的压控振荡器由连接在环 路中的多个倒相器构成。在每个倒相器的输出处可以提供变容二极管。变容二极管可以充 当电容性负载的可控源。可以为每个变容二极管施加模拟控制电源，以控制由该变容二极 管产生的电容。当调节变容二极管使其产生相对较大的电容时，环路中的倒相器将相对较 慢地切换，并且压控振荡器的输出将具有相对较低的频率。当调节变容二极管使其产生相 对较小的电容时，环路中的变容二极管将相对较快地切换，并且压控振荡器的输出将具有 相对较高的频率。随着集成电路的尺寸随集成电路处理技术的发展而缩小，将前几代的模拟电路设 计移植到下一代平台上变得越发困难。这是因为在使用更新的制造工艺时，模拟电路可能 对晶体管速度的变化以及直接受到集成电路上的晶体管以及其它部件改变影响的其它电 路参数的变化是敏感的。模拟电路还可能比数字电路更易受到噪声的影响。例如，诸如压控振荡器的模拟 电路可能易受其压控输入上噪声的影响。数字电路不太容易受到工艺更新所带来的不期望 的改变的影响。在某些情况下，数字设计还可能比模拟设计更为精确。因此，期望能够提供用于集成电路的数控振荡器电路。
实用新型内容本实用新型提供一种振荡器，包括具有输出的倒相器的环；以及多个数控可调 节负载电容器，每个数控可调节负载电容器连接至所述输出中的相应一个。具体地，根据本实用新型，提供一种由倒相器的环形成的振荡器电路。倒相器可以 是单端倒相器，或者可以是差分倒相器。可以在倒相器的输出处提供数控可调节负载电容 器。当期望降低振荡器输出的频率时，可以调节由所述电容器产生的电容值以具有高值，而 当期望升高振荡器的输出频率时，可以调节由所述电容器产生的电容值以具有低值。通过 使用数控布置，可以实现宽频率调谐以及精确调谐。通过一个适当的配置，每个负载电容器可以由多个并行连接的变容二极管构成。 变容二极管可以由诸如反向偏压二极管和金属氧化物半导体电容器结构的器件构成。单位 (unitary)权重、二进制权重或者分级的非二进制权重可以用于变容二极管强度。每个变容 二极管可以具有接收控制电压的相应控制输入。可以将施加于变容二极管控制输入的控制 电压限制为逻辑低电压和逻辑高电压。对变容二极管数控的这种使用有助于避免在中间模 拟电压水平处来操作变容二极管，在该中间模拟电压水平处，变容二极管更易受到噪声效 应的影响。总体上，用来形成每个电容器中变容二极管的控制信号的数控电压形成了用于该 电容器的数控字。为了增强对振荡器输出频率进行调节的精度，同时最小化数控可调节负载电容器所占用空间，可以使用以下控制方案可以独立地控制环形振荡器中的每个负载 电容器。利用这类布置，可以调节一个或多个电容器，以产生不同于其它电容器的电容值。 通过确保与每个电容器相关联的控制字所包含的高逻辑信号的数目的差别不超过1，可以 使电容失配最小化。通过最小化环形振荡器的倒相器中的共模增益，可以增强环形振荡器性能。可以 将共模增益降低电路包含到倒相器中。适当的共模增益降低电路的示例包括与交叉耦合倒 相器串行连接的电流源和电阻器，其构成了差分倒相器和飞轮倒相器型的负反馈电路。通过附图以及下文对优选实施方式的详细描述，本实用新型的其它特征、性质以 及各种优点将变得易见。

图1是传统的压控振荡器的框图；图2是示出变容二极管的电容如何作为其所施加的模拟控制电压的函数而连续 变化的图示；图3是示出传统的压控振荡器的频率如何作为施加于其变容二极管的控制电压 的函数而变化的图示；图4是根据本实用新型实施方式的示范性数控可调节电容器的框图；图5是示出根据本实用新型的实施方式的电容如何作为所施加的数控字(数字 码)的函数而变化的图示；图6是根据本实用新型实施方式的基于单端倒相器环路的示范性数控振荡器的 框图；图7是根据本实用新型实施方式的基于差分倒相器环路的示范性数控振荡器的 框图；图8是根据本实用新型实施方式的可以用于为数控振荡器中的数控可调节电容 器施加控制信号的示范性解码器电路的框图；图9是根据本实用新型实施方式的可以使用数控振荡器的示范性数字锁相环的 框图；图10A是根据本实用新型实施方式的使用单位加权方案的数字可调节电容器中 的电容器的框图；图10B是根据本实用新型实施方式的使用二进制加权方案的数字可调节电容器 中的电容器的框图；图10C是根据本实用新型实施方式的使用非二进制分级加权方案的数字可调节 电容器中的电容器的框图；图11是示出了根据本实用新型的实施方式在与不同倒相器输出节点相关联的可 调节电容器具有不同的电容时，如何调节数控振荡器中的可调节电容器以避免过多的电容 失配的表格；图12是示出了根据本实用新型的实施方式如何系统化地调节与数控振荡器中的 数控可调节电容器相关联的数控电容器阵列从而避免出现过多电容失配的框图；图13是根据本实用新型的实施方式可以在图7所示类型的数控振荡器中使用的、具有降低共模增益的示范性差分倒相器级的电路图。
具体实施方式
本实用新型涉及包含振荡器电路的集成电路。振荡器电路可以用来生成时钟信号 或者任何其它适当信号。根据本实用新型的振荡器可以用作锁相环电路、延迟锁定环路或 者任何其它适当电路的部分。振荡器电路可以是数控式的。 数控振荡器可以基于如下架构，在该架构中，多个倒相器连接在环中。倒相器可以 是单端倒相器或者可以是差分倒相器。数控可调节电容器(有时称为数控变容二极管)可 以用作倒相器输出处的可调节负载。基于数控变容二极管的数控振荡器可展现出优于传统模拟压控振荡器的性能。例 如，基于此类布置的数控振荡器可以展现出增强的抗噪性。图1中示出了传统的压控振荡器。如图1所示，振荡器100可以包括多个连接在 环路中的倒相器102。变容二极管(压控电容器)104连接在每个倒相器102的输出处。每 个变容二极管104具有由其控制输入106上的电压幅度进行控制的电容。在图1的布置 中，从输入108处为每个变容二极管控制输入106施加控制电压Vctl。变容二极管104可 以基于金属氧化物半导体(M0S)电容器结构(也即，其中电容器的栅极形成第一端子、并且 电容器的体形成第二端子的结构)，或者来自反向偏压二极管。在图1的环中存在奇数个单端倒相器104。这产生了发生振荡的非稳定电路。振 荡器100进行振荡的频率由变容二极管104所产生的电容负载来控制。该电容值继而由输 入108上的模拟控制电压Vctl的幅度来控制。电路的输出(例如，诸如节点110的节点处 的电压)可以在锁相环或者其它电路中使用。变容二极管的电容可以具有正的或者负的电压依赖。具有作为升高控制电压的函 数而降低的电容的典型变容二极管(例如反向偏压二极管)可以具有图2中所示类型的电 容-电压特性。随着施加的电压Vctl升高，变容二极管的电容降低。当所应用的电压Vctl 的幅度降低时，变容二极管的电容增加。当在诸如振荡器100的振荡器中使用时，这种行为 改变倒相器102的输出节点上的负载。如图3所示，在高Vctl水平，负载最小化并且振荡 器100的振荡频率为高。在低Vctl水平，负载最大化并且振荡器100在较低的频率振荡。在变容二极管操作范围中间的电压(例如，图2的范围112中的电压)处，每个变 容二极管104的电容对于电压变化尤其敏感，如区域112中的图2的电容_控制电压图的 大斜率所示。当图1的变容二极管104以不排除该模式的方式进行操作时，输入Vctl上的 噪声可能导致压控振荡器100的有噪声操作。图4中示出了根据本实用新型的数控可调节电容器。如图4所示，电容器114(其 有时称为变容二极管)可以由多个可调节电容器(变容二极管)120形成。电容器114可 以在端子116和118之间产生可调节电容。如图4的示例所示，节点116可以连接至振荡 器环中的倒相器输出，而节点118可以接地。构成电容器114的电容器120可以并行连接在电容器114的端子116与118之间。 控制端子112可以用来控制每个电容器120所产生的电容的幅度。例如，图4中最左边的 电容器120可以通过其控制端子122接收控制电压Va，左数第二个电容器120可以通过其 控制端子接收控制电压Vb，等等。尽管图4的示例示出了由4个较小电容器120构成的电容器114，但是一般而言，诸如电容器114的电容器可以由任意适当数目的电容器构成。例 如，诸如电容器114的电容器可以由数十、数百个或者数千个独立的电容器120构成。图4 的布置仅仅作为示例而给出。与传统的模拟变容二极管布置不同，电容器120由数字信号而不是模拟信号控 制。在典型的数字信号环境中，允许数字信号取以下两个值之一逻辑低值或者逻辑高值。 逻辑低值例如可以通过0伏的接地电压Vss来表示。逻辑高值例如固定的正电压。正逻辑 高值例如可以是与集成电路上的供电核心逻辑相关联的正电压。该值例如可以是1.2伏、 1. 1伏、1. 0伏、0. 9伏或者任何其它适当的电压(更高或者更低)。在此类数字信令环境中， 用于电容器120的控制信号，诸如图4布置中的控制信号Va、Vb、Vc和Vd，可以取两个值之 一高或者低。电容器120可以由任何适当的可调节电容器结构形成，诸如反向偏压p-n 二极管、 金属氧化物半导体(M0S)电容器结构等。典型的电容器120可以具有如图2所示类型的电 容-电压特性。电容器120由仅具有高值或者低值的控制电压(Va、Vb等)来控制。当给 定控制线122上的控制电压为高(例如，图2的Vm)时，相应电容器120的电容将为低(例 如，处于CJ。曲线124在点126附近的斜率平缓(例如，对于M0S和p-n 二极管电容器)， 因此由噪声引起的、关于Vm的控制电压波动趋向于不会对电容器值Q产生大量噪声。当给 定控制线122上的控制电压为低(例如，处于图2中的0伏)时，电容器120的电容将为高 (例如，处于CH)。与曲线124上的点126相同，线124在点128处的斜率平缓，从而使关于 额定0伏水平的控制电压的波动趋向于不会产生大量噪声。传统的变容二极管由在图2的 区域112中可能偏压的模拟控制电压来控制，但是在诸如图4的电容器114的数控可调节 电容器中避免了该操作区域，从而改进了抗噪性。在图4的电容器114的操作期间，数控电压Va、Vb、Vc和Vd形成了数控码(有时 称为数控字)。图5示出了图4的示范性可调节电容器114的电容如何作为不同控制字的 函数而发生变化。例如，当Vd和Vc为低处于0伏、而Vb和Va为高处于Vm时，电容器114 将在端子116与118之间展现电容Cy。当Vd维持在0伏而Vb、Vc和Va保持在Vm时，电 容器114的电容将具有值Cx。通过使用其它控制码，可以产生最小值Cmin与最大值Cmax 之间的其它电容值。如果对于给定的电路应用需要大量解析度，可以增加电容器114中各 个并行连接的电容器(变容二极管)120的数目，尽管这趋向于增加电容器114所需的面积 量以及电容器114所消耗的电量。数控电容器114可以在任何适当的电路中使用。例如，基于单端倒相器或者差分 倒相器的环形振荡器可以使用数控电容器114作为可调节负载电容器。图6中示出了基于单端倒相器的示范性环形振荡器142。在图6的示例中，存在三 个单端倒相器。这仅仅是示范性的。诸如环形振荡器142的环形振荡器可以具有任意适当 数目的倒相器。在典型布置中，基于单端倒相器的环形振荡器将具有奇数个倒相器级，因为 这确保了环形振荡器将不会进入不期望的稳定闩锁(latch)状态。如图6所示，环形振荡器142可以具有第一倒相器130、第二倒相器132以及第三 倒相器134。倒相器130的输出连接至节点116A，并且形成数控电容器114A的两个端子之 一。接地端子118可以形成数控电容器114A的两个电容器端子中的另一端子。倒相器132 和134分别可以使它们的输出连接至节点116B和116C。数控电容器114B连接在节点116与诸如节点118的地节点之间。数控电容器114c连接在端子116C与端子118之间。数控电容器114A、114B和114C中的每一个可以基于图4所示类型的多电容器布 置。数控电容器114A可以由提供给控制输入136的数字码(控制字)来控制。数控电容 器114B和114C可以由分别提供给控制输入138和140的数控信号来控制。施加于输入136、138和140的数控信号可以全部相同，或者所有这些控制信号可 以彼此不同。例如，可能期望使用相同的控制信号来控制电容器114A、114B和114C，因为这将 确保电容器之间不会存在失配。当电容器之间不存在电容失配时，环形振荡器中的倒相器 的输出将全部被精确地加载相同的量。这将平衡由负载电容器产生的信号延迟，并且将趋 向于最大化振荡器在输出114处产生的信号质量。使用不同的控制信号来控制电容器114A、114B和114C的优点在于对于给定的可 调节性级别，此类方案允许降低电容器的总数。一般而言，环形振荡器中的负载节点之间相 对适度数量的电容失配是可以容忍的，并且将产生可接受质量的输出信号。因为电容器并 非全都设置为相同的电容值，所以可以进行增量调节(例如，通过改变三个电容器114中仅 一个的电容)，从而在不增加电容器数目的情况下改进精度(最小化正交相位噪声)。最小 化电容器总数的优点在于提供大电容器元件数目的方案倾向于具有大面积。此类布局通 常由间隔和布线需求来主导，并且可能因此而具有大寄生电容。这些寄生电容倾向于降低 环形振荡器可以产生的最大频率。在图6的示范性布置中，环形振荡器142由一系列单端倒相器构成。如果期望，可 以使用差分倒相器来形成环形振荡器。图7中示出了一个此类示范性环形振荡器。如图7 所示，环形振荡器146可以由差分倒相器148构成。由差分倒相器构成的环形振荡器可以 具有偶数个倒相器。在图7的示例中，环形振荡器146具有两个差分倒相器148。如果期 望，基于差分倒相器的环形振荡器可以具有不止两个差分倒相器。在环形振荡器中使用偶 数个倒相器的优点在于，这产生具有50%占空比的输出信号。具有50%占空比的信号可以 用作时钟(作为示例)。差分倒相器方案还可以展现出降低的噪声敏感度。每个差分倒相器148都具有两个输入150 (也即，正输入和负输入)和两个输出 152 (也即，正输出和负输出)。这些输出馈送节点在图7中被标示为0P0 (正输出0)、0N0 (负 输出0)、0P1(正输出1)和0N1(负输出1)。在倒相器之间的路径集合之一中，线路是交叉 耦合的，使得0P0和0N0分别连接至图7的第二倒相器的正输入和负输入，而0P1和0N1分 别连接至图7的第一倒相器的负输入和正输入。在此类布置中，倒相器没有形成稳定的闩 锁型电路，由此确保了振荡。可以使用任何节点上的信号作为输出信号。例如，诸如线路 158和160的线路上的信号可以用作输出。环形振荡器146中的每个差分倒相器输出节点可以具有相应的数控电容器114。 每个电容器可以由其控制路径156上的潜在独立的数控字来控制。环形振荡器146的每个 电容器114可以由多个并行的数控电容器(诸如图4的电容器120)构成。在给定的电容 器114中可以存在数十、数百或者更多的电容器120。图7所示类型的布置中的每个电容器 114通常包含相同数目的较小的数控电容器120，但是如果期望的话，可以使用在每个电容 器114中具有不同数目的电容器120的布置，以及某些负载电容器是模拟变容二极管而某 些负载电容器是数控可调节电容器114的布置。[0052]施加于图7的电容器114的控制输入156以及图6的电容器114A、114B和114C 的控制输入136的数控字可以从任何适当的源提供。例如，某些或者全部这些信号可以由 片上电路产生。某些或者全部这些信号还可以从外部源接收。全部或者部分数控字可以包 括或者可以基于动态控制信号。如果期望，全部或者部分数控字可以包括或者基于在可编 程元件的输出处提供的静态控制信号。可编程元件可以基于电编程的存储器元件(诸如电 可编程的只读存储器)、电编程熔丝或者阻熔、激光编程的熔丝或者阻熔、可编程寄存器或 者任何其它适当的可编程部件。用于数控字的静态和动态控制信号可以直接施加于数控电容器的控制输入，或者 某些或者全部这些信号可以首先由诸如解码器电路的片上电路进行处理。图8中示出了一 个示范性解码器。如图8所示，解码器162可以从输入164接收未解码的(二进制)信号。 未解码信号可以包括静态控制信号、动态控制信号、来自外部源的静态和动态控制信号、来 自内部源(例如，已经利用适当的设置数据进行了加载的动态控制电路或者可编程元件) 的静态和动态控制信号，等等。在输出166可以产生相应的数控字V 1、V2...VN。数控字 中的个体信号例如可以具有从0伏的数字低值Vss变化到例如1. 1伏(作为示例)的数字 高值Vdd的值。这些电压中的每一个都可以施加于诸如图4的数控电容器114的变容二极 管(可调节电容器)的控制输入。由多个数控电容器构成的环形振荡器可以在集成电路上的任何适当电路中使用。 作为示例，此类环形振荡器可以用作数字锁相环中的数控振荡器。图9示出了根据本实用新型实施方式的示范性数字锁相环电路。如图9所示，锁 相环电路46可以具有相位频率检测器48。数字锁相环电路46的相位频率检测器48可以 在输入50处接收参考时钟信号REFCLK或者其它输入信号。相位频率检测器48还在输入 52处接收来自反馈路径54的反馈信号。相位频率检测器48对线路50和52上的信号进行 比较，并在路径56上生成相应的错误控制信号，以用于数字环路滤波器58。错误信号指示 滤波器电路58在输出路径60上生成数控字DCW。信号DCW可以以任何适当的编码格式来 提供，诸如二进制码或者温度计码(thermometer code)。路径62中可以具有任意适当数目 的导线。例如，路径62中可以具有数十或者数百个线路。路径62上的数控信号DCW可以 由数控振荡器64的输入接收。如果期望，可以在此路径中插入可选的解码器电路，诸如图 8的解码器162。在电路64内，可以将数控字或者数控字信号的部分并行地或者分别地路 由至相应的电容器114。数字锁相环电路46的输出74上的输出信号OUT可以用作集成电路上的时钟信号 或者其它信号。可以包括诸如图9的电路46的电路的集成电路包括存储器芯片、数字信 号处理电路、微处理器、专用集成电路、可编程逻辑器件集成电路、模数转换器电路、或者任 何其它适当的集成电路。数控振荡器64可以基于参考图6所描述的类型的单端倒相器架构，或者基于参考 图9所描述的类型的差分倒相器架构。可以将路径62上的数控信号DCW提供至环形振荡 器中的数控电容器的控制输入。因此，数控振荡器64的输出的频率是由通过输入路径62 接收的数控信号DCW的值来确定的。路径70可以用来将信号OUT从数控振荡器64馈送回除法器72。除法器72可以 将信号OUT除以适当的整数N(例如，除以1、除以2、除以大于2，等等)。如果期望，可以使用来自可编程元件20的动态控制信号或者静态控制信号来调节N的值。除法器72的除法 输出可以通过反馈路径54中的线路76提供给输入52。除法器72将信号OUT除以的量确定了 REFCLK(或者输入50处的其它输入信号) 的频率与输出路径74上输出信号OUT的频率之间的比率。例如，输入IN可以接收处于给 定频率处的参考时钟信号，并且输入OUT可以提供处于该给定频率N倍频率处的锁定输出 时钟信号。在通常情况中，REFCLK的频率可以是100MHz，而OUT的频率可以是400MHz (作 为示例)。构成数控振荡器64中的数控电容器114的可调节电容器(变容二极管)120可以 全部具有相同的强度或者具有不同的强度。可以通过缩放电容器的尺寸、缩放电容器的绝 缘体厚度(例如，在M0S电容器方案中)、缩放电极尺寸、缩放这些结构的组合、或者使用任 何其它电容器缩放方案来缩放强度。作为示例，可以对电容器114中的电容器120的强度(例如，尺寸)进行加权，使 得每个电容器120具有相等的强度(例如，相等的尺寸)。图10A中示出了此类布置。也可 以使用二进制加权方案(或者修改的二进制加权方案)，如图10B所示。在二进制加权方案 中，可以提供相对于其它电容器120而言具有两倍强度的电容器120。可以通过在不同强度 的各种可用电容器120之中进行选择来获得给定电容器114的期望电容。使用二进制加权 方案可以有助于降低在实现数控电容器114中使用的电容器的数目。如图10A所示，当电容器120全部都具有相同的强度(例如，相同的尺寸)时，有 时将数控可调节电容器说成是使用单一权重或者单位加权方案。在二进制加权的方案中， 可能难以准确地制造电容器从而较大的电容器准确地具有相对于较小电容器的期望电容。 这是因为，按照精确控制的比例来制造不同尺寸和形状的各种集成电路常常是富有挑战性 的。因此，使用单位加权方案来制造数控振荡器中的电容器120或者其它结构可能是有益 的。如图10A的示例所示，单位加权方案中的每个可调谐电容器可以具有相同的基本尺寸 和结构。一般地，使用此类方案比较容易确保电容器的相对尺寸和形状得到精确控制(也 即，电容器的尺寸和形状全部相同)。因为这些制造上的考虑，一般来说，使用单位加权方案 比二进制加权方案更容易获得高精度。不论怎样，如果期望，可以使用二进制加权以及其它 非单位加权方案。通过一种适当的布置，电容器的强度(例如，尺寸)可以分级，从而获得期望的频 率-控制码特性。电容加载的环形振荡器所展现的频率改变倾向于与数控可调节电容器所 产生的电容的变化成反比。由此，图10A中所示类型的纯单一加权方案可能导致频率阶跃， 该频率阶跃随着电容器114的总电容达到最大值而变小。为了在环形振荡器的频率-电 容特性中避免这种情况，可以使用图10C中所示类型的非二进制加权的分级电容器加权方 案，将电容器的强度(例如，尺寸)连续地或者半连续地从相对较小的值缩放至相对较大的 值。如图10C所示，在此类布置中，电容器120的强度(例如，尺寸)从相对较小的尺寸变 化到相对较大的尺寸。在电容器调谐范围的底部，可以使用较弱(较小)的电容器。当在 环形振荡器的调谐范围的末端附近需要频率阶跃时，可以切换为使用较大的电容器，从而 对饱和度进行补偿。因此，使用图10C中所示类型的分级非二进制方案可以确保获得相等 的频率阶跃(或者其它期望大小的频率阶跃)，即使在可调节电容器的调谐范围末端(例 如，当电容器114的电容接近最大值时)也是如此。[0064]通过独立地调节每个倒相器的输出节点处的电容，可以最小化实现环形振荡器的 期望精度所需的电容器的总数。因为此类方案不需要在锁定步骤中调节所述电容器，因此 可以获得部分电容步骤，其中在该部分电容步骤，每次只调节电容器114的子集。该方法可 以在结合图6所描述的类型的单端倒相器设计中以及结合图7所描述的类型的差分倒相器 设计中使用。作为示例，考虑图7的布置，其中在四个倒相器输出节点0P0、0N0、0P1、0N1的每 一个处存在电容器114。图11显示的表中示出了，在多个不同的潜在环形振荡器调谐配置 的每一个中，每个电容器114中有多少电容器120在通过其控制输入122接收逻辑高信号。 在图11的表中，每一列中的条目表示有多少电容器120正在接收逻辑高信号。例如，图11 的第一列的条目表示在与节点0P0相关联的电容器114中正在接收高逻辑信号(例如，图 2的电压Vm)的电容器120的数目。与节点0P0相关联的电容器114中的其余电容器120 接收逻辑零(例如，0伏的信号)。图11的第二列、第三列和第四列的条目表示分别与倒相 器输出0N0、0P1和0N1相关联的电容器114中正在接收高逻辑信号的电容器120的数目。图11的表中的每一行表示用于环形振荡器146的不同潜在设置。例如，第一行的 设置对应于以下情况环形振荡器146中的每个电容器114已被设置为产生最大级别的电 容(为了此例的目的，假设每个电容器120具有图2所示类型的电容_电压特性)。这可以 通过将应用于电容器114中的电容器120的控制电压Vctl调节为逻辑低值来实现。在此 类配置中，每个电容器120将产生其最大电容(例如，CH)，并且每个电容114将产生其最大 电容。在这种情况下，环形振荡器146的输出频率将处于其最小值。第二行的设置表示节点0N1、0N0和0P1处的电容器114保持第一行的配置没有 改变。然而，已经对与倒相器输出0P0相关联的电容器114进行了调节，从而使其电容器120 中的一个正在通过其输入122接收逻辑高控制信号而不是逻辑低。由于仅将电容器114中 的一个置于较低电容状态，因此与等同地调谐所有电容器114的情况相比，环形振荡器46 的输出频率f的降低较少。由此，图11所示类型的方案得到对环形振荡器46更为精确的 调谐，而无需在每个电容器114中提供多个附加电容器120。图11的表的其它行示出了如何系统地调节电容器114的电容器设置，以调谐环形 振荡器46。在第三行中，已经对两个节点处的电容器进行调节为产生其最大可能电容值，同 时已经将两个节点调节为产生较低的电容(因为向其电容器120之一提供了高控制信号)。 在第四行，三个电容器114具有正在接收高控制信号的单个电容器120。在第五行，所有电 容器114都包含具有高控制信号的单个电容器120，并将其余的电容器120设为其低控制 信号设置。在第六行中，与节点ONI、0N0和0P1相关联的电容器114使其电容器120中的 一个处于高控制信号模式，而其其它电容器120处于低控制信号模式。如第六行最后一列 中的条目“2”所示，与节点0P0相关联的电容器114使其电容器120中的两个处于高控制 信号模式(在其控制输入处接收逻辑高信号)，而其它电容器120处于其低控制信号模式 (在其控制输入处接收逻辑低信号)。图11的表中随后的行示出了如何按照系统的方式渐 进地将较多数目的电容器120设置为其高控制信号模式，以调节环形振荡器46产生的输出 频率f。由于图11的示例示出了可以彼此独立地调节每个电容器114的调谐方案，所以一 般而言，仍然期望以如下方式来调节电容器114 即最小化连接至给定差分倒相器的正输出和负输出的一对电容器中电容器114之间的电容差，或者振荡器中电容器114的任何相 应配对之间的电容差(也即，使得在环形振荡器中的任何两个相应电容器114中，在其控制 输入处接收逻辑高控制信号的电容器120的数目的变化不超过1)。这确保倒相器输出节点 上的电容负载得以良好平衡。如果期望，那么用于电容器114的电容器120可以在集成电路上以阵列提供。图 12中示出了此类布置。在图12的框图中，每一列中的电容器与给定的一个电容器114相关 联。每个电容器114继而可以由不止一列电容器120来构造。在图12中，与节点(Ml相关 联的电容器114包含来自列C1和C2的电容器。这些电容器可以如结合图4描述的那样并 行连接。与其它节点(例如，节点0P0、0P1和0N0)相关联的电容器114可以按照相同的方 式来构造。虚线168表示在调节环形振荡器46以产生逐步较高频率的输出信号的同时将电 容器120置于其高控制信号模式时可以使用的可能模式(作为示例)。最初，当期望在其最 低频率处操作环形振荡器46时，每个电容器都在其控制输入122(图4)处接收逻辑“0”。 在这种情况下，沿着图12中路径168的所有电容器120都由相应的“0”来控制。为了提高 环形振荡器46所产生的输出信号的频率，可以使用虚线168所表示的模式将逻辑“1”选择 性地施加于图12的阵列中的电容器120。利用这种方法，所有电容器120将最初在其控制 输入处接收“0”。通过将“0”施加于除与图12的阵列中最上且最左位置相关联的电容器 120(也即，与节点0P0处的电容器114相关联的电容器120之一)之外的所有电容器，对于 环形振荡器46而言可以实现略高的频率。以这种方式进行处理，除了阵列第一行中最左边 和左数第二个电容器120(其接收“1”)之外，继而可以为阵列120的所有电容器在其控制 输入处提供“0”。如果期望将环形振荡器46调谐为更高的频率，可以按照线168表示的模 式使用更多的“ 1”作为电容器控制输入。在图12的示例中，提供给电容器120的控制输入的高信号每次递增1。如果期望， 可以进行频率调节，其可以包括对于环形振荡器46的频率中的每个阶跃，切换两个、三个 或者多于三个电容器120。诸如这些的方案可以增加倒相器输出节点之间的平衡，并提高解 析度。可以使用任何适当的电路架构来实现环形振荡器倒相器。图13示出了适当的差 分倒相器的示例。如图13所示，倒相器148可以具有由p沟道金属氧化物半导体(PM0S) 晶体管MPP和n沟道金属氧化物半导体(NM0S)晶体管MNP构成的第一倒相器INV1，并且可 以具有由PM0S晶体管MPN和NM0S晶体管MNN构成的第二倒相器INV2。倒相器INV1可以 接收输入信号NIN，并可以产生输出POUT。倒相器INV2可以接收输入信号PIN，并可以产生 输出信号N0UT。差分放大器具有有限共模增益。如果该增益的幅度大于环形振荡器的差分倒相器 中的单位，则其可能导致环形振荡器中的环路依照共同增益模式进行振荡，或者闩锁在不 期望的DC操作点。为了解决这一问题，倒相器148可以具有有助于相对于其差分增益来降 低其共模增益的特征。如图13所示，倒相器148由在正电源端子170接收的正电源电压Vdd和在接地端 子172接收的地电源端子来供电。诸如电流源174的电流源可以与倒相器INV1和INV2串 行放置，以帮助降低共模增益(也即，当输入NIN和PIN 二者同时拉高或者同时拉低时，出现在输出POUT和N0UT上的信号的增益)。如果期望，可以将电流源174置于接地端子172 与倒相器INV1和INV2之间，而不是如图13示例中那样置于正电源端子170与倒相器INV1 和INV2之间。可以为给定环形振荡器中的每个倒相器148提供独立的电流源，诸如电流源 174。电流源174通过限制去往PM0S晶体管MPP和MPN的电流来降低共模增益。在差分 模式中，晶体管MPP和MPN共享电流源电流Is，因此差分增益没有降低。然而，如果对输入 NIN和PIN给出共模信号，则POUT和N0UT信号中实际上没有改变(也即，共模增益基本上 为零)。这是因为输入NIN和PIN的共同移动导致了电压降，其下降完全跨越电流源174， 而没有跨越输出POUT和N0UT。电阻器Rs也可以帮助降低倒相器148中的共模增益。考虑NIN和PIN 二者都下 降的示例。在这种典型情况中，电阻器RS对抗输出POUT和N0UT上电压的相应下降。这是 因为，跨越电阻器Rs的电压降响应于NIN和PIN的增加而升高，由此创建了负反馈源。当 跨越电阻器Rs的电压升高时，MNP和MNN 二者的栅极到源极电压Vgs下降。信号POUT和 N0UT可能略微下降，但是该下降的幅度将小于没有共模增益降低电阻器Rs的情况。注意， 如果倒相器148的输入是纯差分的(也即，如果NIN上升同时PIN下降)，则倒相器148的 一侧将产生来自Rs的提高的电压降贡献，而倒相器148的另一侧将产生来自Rs的降低的 电压降贡献。因此，电阻器Rs的存在没有降低差分信号的增益。如果期望，可以将电阻器 Rs与INV1和INV2串行连接地放置在图13的电流源174的位置(也即，电流源174和电阻 器Rs的位置可以互换)。如果期望，可以为倒相器148提供共模增益降低交叉耦合晶体管，诸如NM0S晶体 管MNFN和MNFP(或者全倒相器)。此类布置有时称为飞轮倒相器布置(例如，在以下配置 中，其中在该位置提供两个全倒相器，以降低共模增益)。晶体管MNFN和MNFP有助于增加 相对于共模增益的差分增益。考虑以下示例，其中P0UT响应于NIN的下降而升高。在这 种情况下，晶体管MNFN的栅极电压升高。这使得晶体管MNFN的漏极电压下降。当晶体管 MNFN的漏极电压下降时，输出N0UT下降。因此，晶体管MNFN的存在有助于提高输出N0UT 响应于NIN的提高而下降的量(也即，MNFN提高了差分增益)。晶体管MNFP以相同的方式 对输出P0UT进行操作。倒相器148可以包括如图13所示的诸如电流源174的电流源、诸如电阻器Rs的 共模增益降低电阻器、以及诸如晶体管MNFN和MNFP的共模增益降低交叉耦合晶体管(或 者全交叉耦合飞轮倒相器)，或者如果期望，可以包括这些共模增益降低电路中的一个或两 个。根据一种实施方式，提供一种振荡器，包括具有输出的倒相器的环和多个数控可 调节负载电容器，其中每个数控可调节负载电容器连接至相应的输出之一。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器的环包括单端倒相器的环。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器的环包括差分倒相器的环。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器的环包括仅由两个差分倒 相器形成的环。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述数控可调节负载电容器中的每一 个包括多个并行连接的变容二极管，所述变容二极管具有接收数控信号的数控输入。[0085]根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述数控可调节负载电容器中的每一 个包括多个并行连接的单位加权变容二极管。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述数控可调节负载电容器中的每一 个包括多个并行连接的二进制加权变容二极管。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述数控可调节负载电容器中的每一 个包括多个并行连接的分级尺寸的非二进制加权变容二极管。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器环中的每个倒相器包括两 个交叉耦合倒相器，以及与所述交叉耦合倒相器串行连接的电流源。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器环中的每个倒相器包括两 个交叉耦合倒相器，以及与所述交叉耦合倒相器串行连接的电阻器。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器环中的每个倒相器包括两 个交叉耦合倒相器，以及第一和第二差分输出，所述倒相器环中的每个倒相器还包括具有 连接至所述第一输出的栅极的第一晶体管，以及具有连接至所述第二输出的栅极的第二晶 体管。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述倒相器环中的每个倒相器包括两 个交叉耦合倒相器以及第一和第二差分输出，与所述交叉耦合倒相器串行连接的电流源， 与所述交叉耦合倒相器串行连接的电阻器，以及具有连接至所述第一输出的栅极的第一晶 体管，以及具有连接至所述第二输出的栅极的第二晶体管。根据另一实施方式，提供一种振荡器，其中所述数控可调节负载电容器中的每一 个包括多个并行连接的变容二极管，所述变容二极管具有接收数控信号的数控输入。根据一种实施方式，提供一种集成电路上的振荡器电路，其包括至少包括第一和 第二差分倒相器的差分倒相器环，以及连接至所述差分倒相器之一的输出的至少一个数控 可调节电容器。根据另一实施方式，提供一种振荡器电路，其中所述数控可调节电容器包括多个 并行连接的变容二极管，每个变容二极管具有相应的数控输入，该数控输入接收以下信号 之一逻辑高电压和逻辑低电压，其中所述电容器中的所述并行连接的变容二极管的数控 输入接收数控信号。根据另一实施方式，提供一种振荡器电路，还包括解码器，其接收未解码的输入， 并产生相应的解码数字输出信号，该信号被施加于所述数控可调节电容器中的所述并行连 接的变容二极管，以作为用于该电容器的数控信号。上文仅仅是对本实用新型原理的示范性说明，在不脱离本实用新型范围和精神的 情况下，本领域技术人员可以进行各种修改。
权利要求一种振荡器，其特征在于具有输出的倒相器的环；以及多个数控可调节负载电容器，每个数控可调节负载电容器连接至所述输出中的相应一个。
2.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环包括单端倒相器的环。
3.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环包括差分倒相器的环。
4.如权利要求3的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环包括仅由两个差分倒相器形 成的环。
5.如权利要求4的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个并 行连接的变容二极管，所述变容二极管具有接收数控信号的数控输入。
6.如权利要求1的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个并 行连接的变容二极管，所述变容二极管具有接收数控信号的数控输入。
7.如权利要求1的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个并 行连接的、单位加权的变容二极管。
8.如权利要求1的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个并 行连接的、二进制加权的变容二极管。
9.如权利要求1的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个并 行连接的、分级尺寸的非二进制加权变容二极管。
10.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环中的每个倒相器包括两个交 叉耦合倒相器，以及与所述交叉耦合倒相器串行连接的电流源。
11.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环中的每个倒相器包括两个交 叉耦合倒相器，以及与所述交叉耦合倒相器串行连接的电阻器。
12.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环中的每个倒相器包括两个交 叉耦合倒相器以及第一和第二差分输出，所述倒相器的环中的每个倒相器还包括第一晶 体管，其具有连接至所述第一输出的栅极；以及第二晶体管，其具有连接至所述第二输出的 栅极。
13.如权利要求1的振荡器，其特征在于，所述倒相器的环中的每个倒相器包括两个交叉耦合倒相器，以及第一和第二差分输出；与所述交叉耦合倒相器串行连接的电流源；与所述交叉耦合倒相器串行连接的电阻器；以及第一晶体管，其具有连接至所述第一输出的栅极；以及第二晶体管，其具有连接至所述 第二输出的栅极。
14.如权利要求13的振荡器，其特征在于，每个所述数控可调节负载电容器包括多个 并行连接的变容二极管，所述变容二极管具有接收数控信号的数控输入。
专利摘要提供一种基于倒相器环的振荡器电路。该倒相器环可以是单端倒相器或者差分倒相器。可以在倒相器输出处提供数控可调节负载电容器，以调谐振荡器电路。每个数控可调节负载电容器可以由多个并行连接的变容二极管构成。每个变容二极管可以具有接收数控信号的控制输入。给定振荡器中的数控可调节负载电容器可以联合调节，以产生用于每个电容器的相同电容值，或者可以独立调节，从而使其产生不同的电容值。倒相器可以包括共模增益降低特征，诸如串行连接的电流源、串行连接的电阻器、以及交叉耦合的负反馈晶体管。
文档编号H03L7/099GK201563109SQ200920160929
公开日2010年8月25日 申请日期2009年6月29日 优先权日2008年6月27日
发明者M·芒萨维, W·W·贝雷扎 申请人:阿尔特拉公司