音频放大器的制作方法

专利名称：音频放大器的制作方法
音频放大器
相关申请的交叉引用
本申请依据35USC § 119要求于2009年10月1日在韩国知识产权局(KIPO)申请 的韩国专利申请No. 10-2009-0094000的优先权，其全部内容通过引用结合在本说明书中。技术领域
示例实施例涉及音频放大器，更具体地，涉及补偿包括在其输出信号中的DC偏移 的音频放大器。
背景技术：
诸如扬声器的音频放大器被广泛用于放大输入音频信号以提供驱动负载的放大 的输出音频信号。通常，音频放大器可以分类为A类放大器、B类放大器、AB类放大器和D 类放大器。A类放大器、B类放大器、AB类放大器可以用在模拟系统中，D类放大器可以用 在数字系统中。
A类放大器用于放大小信号，但是具有相对较低的效率。B类放大器具有比A类放 大器更高的效率，但是由于交越失真而具有较低的线性特征。AB类放大器具有比A类放大 器更高的效率和比B类放大器更高的线性特征，但是具有比D类放大器更低的效率。D类放 大器具有相对较高的效率，典型地大于最大输出的80 %。此外，D类放大器可以以小尺寸以 及低成本的硅片来实现。因此，D类放大器可以广泛应用在低功率应用中，特别是要求具有 低功率消耗的小型化的移动装置。发明内容
因此，提供本发明概念以实质消除一个或多个由于相关领域的限制和缺点所引起 的问题。
—些示例实施例提供了配置成补偿输出信号的直流(DC)偏移的音频放大器。
一些示例实施例提供了配置成改善功率效率的音频放大器。
根据一些示例实施例，音频放大器包括补偿单元、输出单元和校准单元。补偿单元 基于数字输入信号、数字参考码、模式信号和数字逼近码来生成补偿信号。输出单元基于补 偿信号生成输出信号。校准单元基于输出信号和模式信号生成数字逼近码。数字逼近码包 括多个顺序生成的位。
在一些实施例中，校准单元可以包括比较器和逐次逼近寄存器。比较器响应于模 式信号，比较模拟参考信号和输出信号，以生成比较信号。逐次逼近寄存器基于比较信号从 最高有效位到最低有效位顺序生成数字逼近码的位。
补偿单元可以包括寄存器。寄存器可以响应于模式信号，存储数字逼近码作为补 偿码。模式信号可以指示校准模式或正常模式。补偿单元可以在校准模式中基于数字逼近 码和数字参考码生成补偿信号，在正常模式中基于补偿码和数字输入信号生成补偿信号。
补偿单元还可以包括第一多路复用器、第二多路复用器和减法器。第一多路复用器可以响应于模式信号，输出数字参考码和数字输入信号中的一个。第二多路复用器可以 响应于模式信号，输出数字逼近码和补偿码中的一个。减法器可以通过从第一多路复用器 的输出中减去第二多路复用器的输出来生成补偿信号。补偿单元还可以包括生成数字参考 码的数字参考码生成器。
在一些实施例中，模拟参考信号对应模拟接地电压并且数字参考码对应数字接地 电平。
校准单元还可以包括累加器。累加器可以累加比较信号以向逐次逼近寄存器提供 累加的比较信号。
输出单元可以包括驱动单元和低通滤波器。驱动单元可以由驱动电压驱动，并且 可以放大调制信号以生成放大信号。调制信号可以基于补偿信号来生成。低通滤波器可以 对放大信号滤波以生成输出信号。
驱动单元可以包括驱动电压生成器和驱动电路。驱动电压生成器可以基于补偿码 生成驱动电压。驱动电压可以包括第一驱动电压和第二驱动电压。驱动电路可以由驱动电 压驱动，并且可以放大调制信号以生成放大信号。第一驱动电压和第二驱动电压的和可以 对应通过从数字参考码中减去补偿码而计算得到的值。
在其他实施例中，模拟参考信号可以对应被N除的驱动电压的电平，而数字参考 码可以对应被N除的驱动电压的数字电平，其中N是自然数。
驱动单元可以包括驱动信号生成器和驱动电路。驱动信号生成器可以基于补偿码 和调制信号生成补偿驱动信号。驱动电路可以由驱动电压驱动，并且可以放大补偿驱动信 号以生成放大信号。
驱动电压可以包括第一驱动电压和第二驱动电压。补偿单元可以包括寄存器和补 偿码计算器。寄存器当数字参考码对应被N除的第一驱动电压的数字电平时，可以存储数 字逼近码作为第一补偿码，并且当数字参考码对应被N除的第二驱动电压的数字电平时， 可以存储数字逼近码作为第二补偿码。补偿码计算器可以通过将第一补偿码加到第二补偿 码来生成补偿码。
补偿驱动信号可以包括PMOS补偿驱动信号和NMOS补偿驱动信号。驱动电路可以 包括多个PMOS晶体管和多个NMOS晶体管。多个PMOS晶体管可以并联在第一驱动电压和第 一节点之间。多个PMOS晶体管的每一个可以具有接收PMOS补偿驱动信号之一的栅电极。 多个NMOS晶体管可以并联在第二驱动电压和第一节点之间。多个NMOS晶体管的每一个可 以具有接收NMOS补偿驱动信号之一的栅电极。当数字参考码对应被N除的第一驱动电压 的数字电平时，驱动信号生成器可以基于补偿码生成PMOS补偿驱动信号。当数字参考码对 应被N除的第二驱动电压的数字电平时，驱动信号生成器可以基于补偿码生成NMOS补偿驱 动信号。
校准单元还可以包括模拟参考信号生成器。模拟参考信号生成器可以基于模拟控 制信号生成模拟参考信号。驱动电压可以包括第一驱动电压和第二驱动电压，而模拟参考 信号生成器可以包括串联在第一驱动电压和第二驱动电压之间的多个电阻。
输出单元可以包括A类放大器、B类放大器、AB类放大器和D类放大器中的一个。
根据其他实例实施例，音频放大器包括采样器、控制器、补偿器、驱动单元、低通滤 波器、比较器和逐次逼近寄存器。采样器采样输入信号以生成数字输入信号。控制器生成控制信号。音频放大器确定操作模式并基于控制信号补偿输出信号的偏移。补偿单元在校 准模式中基于控制信号生成数字参考码并且基于数字参考码和数字逼近码生成补偿信号， 以及在正常模式中基于数字输入信号和数字逼近码生成补偿信号。驱动单元由驱动电压驱 动，并且放大调制信号以生成放大信号。调制信号基于补偿信号来生成。低通滤波器对放 大信号滤波以生成输出信号。比较器响应于控制信号，比较模拟参考信号和输出信号以生 成比较信号。逐次逼近寄存器基于比较信号生成数字逼近码。数字逼近码包括多个顺序生 成的位。
补偿单元可以在校准模式中通过从数字参考码中减去数字逼近码来生成补偿信 号，并且可以在正常模式中通过从数字输入信号中减去数字逼近码来生成补偿信号。
因此，在根据一些示例实施例的音频放大器中，校准单元生成数字逼近码，并且补 偿单元存储数字逼近码作为对应输出信号的偏移的补偿码。从而，根据一些示例实施例的 音频放大器可以有效补偿输出信号的偏移，并且流过音频放大器的静态电流(quiescent current)可以被减少。此外，在根据一些示例实施例的音频放大器中，可靠性和线性特征可 以被改善，而功率消耗可以被降低。


从下述结合附图的详细说明中，更清楚地理解说明性的非限制性的示例实施例。
图1是例示根据一些示例实施例的音频放大器的框图。
图2A是例示包括在图1的音频放大器中的校准单元的例子的框图。
图2B是例示包括在图1的音频放大器中的校准单元的另一个例子的框图。
图2C是例示包括在图1的音频放大器中的校准单元的另一个例子的框图。
图3A是例示包括在图1的音频放大器中的补偿单元的例子的框图。
图;3B是例示包括在图1的音频放大器中的补偿单元的另一个例子的框图。
图4是例示图1的音频放大器的操作的示意图。
图5是例示包括在图1的音频放大器中的驱动单元的例子的框图。
图6A是例示包括在图1的音频放大器中的驱动单元的另一个例子的框图。
图6B是例示包括在图6A的驱动单元中的驱动电路的例子的电路图。
图7是例示包括在图2A、图2B和图2C的校准单元中的模拟参考信号生成器的例 子的电路图。
图8是例示根据其他示例实施例的音频放大器的框图。
具体实施方式
参考示出了实施例的附图将更全面地描述各示例实施例。然而本发明概念可以以 很多不同形式实施，不应当解释为仅限于这里所阐述的实施例。相反的，这些实施例被提供 以使本公开彻底和完整，并向本领域的技术人员完整转达了本发明概念的范围。本申请中 相同的附图标号指的是相同的元件。
可以理解的是，虽然术语第一、第二等可以在这里用来描述各种元件，这些元件不 应被这些术语所限制。这些术语被用来区别一个元件与另一个元件。例如，第一元件可以被 称为第二元件，并且类似的，第二元件可以被称为第一元件，而不脱离本发明概念的范围。如这里所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关联的所列项目的任意以及全部组合。
可以理解的是，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一个元件时，其可以是直 接连接或耦合到另一个元件，或者可以存在介于其间的元件。相反，当一个元件被称为“直 接连接”或“直接耦合”到另一个元件时，则没有居于其间的元件存在。使用用来描述元件 之间关系的其他词语应当以类似的方式来解释(例如，“在...之间”与“直接在...之间”， “相邻”与“直接相邻”等)。
这里所使用的术语是为了描述特定的实施例，而不是意图限制本发明概念。如这 里所使用的，单数形式“一”和“该”也意图包括复数形式，除非上下文另外明确指出。还应 该理解，当术语“包含”或“包括”在这里使用时，说明了所述的特征、整数、步骤、操作、元件 和/或组件的存在，而没有排除一个或多个其他上述各项的存在和添加。
除非另外定义，这里所使用的所有术语(包括技术的和科技的术语)具有被本发 明概念所属技术领域的普通技术人员所通常理解的含义。还应该理解，诸如在常用词典中 定义的术语应该被解释为具有与它们在相关技术领域的上下文中的含义相一致的含义，而 不应该被理想化或过度正式的解释，除非这里特别这样定义。
图1是例示根据一些示例实施例的音频放大器10的框图。
参考图1，音频放大器10包括补偿单元100、输出单元700和校准单元500。音频 放大器10还可以包括诸如扬声器、麦克风等的输出负载RL。
音频放大器10可以在两种模式下二选一地操作，即校准模式或正常模式。音频放 大器10根据操作模式执行不同的操作。例如，音频放大器10可以在校准模式中校准输出 信号OUT的直流(DC)偏移，并且可以通过补偿DC偏移，在正常模式中生成输出信号OUT。 音频放大器10的操作模式基于从控制器(未示出)或外部装置施加的模式信号MODE来确 定。例如，当模式信号MODE被使能(enable)(激活(activate))，音频放大器10可以操作 在校准模式中，当模式信号MODE被废能(disable)(去激活(deactivate))时，音频放大器 10可以操作在正常模式中。
补偿单元100基于数字输入信号DIN、数字参考码DRC、模式信号MODE和数字逼近 码DAP生成补偿信号CIN。数字输入信号DIN的DC偏移根据数字逼近码DAP来补偿，并且 补偿信号CIN对应所补偿的数字输入信号。补偿单元100可以依据操作模式执行不同的操 作。在校准模式中，补偿单元100基于数字参考码DRC和数字逼近码DAP生成补偿信号CIN。 在示例实施例中，补偿单元100可以通过从数字参考码DRC中减去数字逼近码DAP来生成 补偿信号CIN。数字参考码DRC可以通过包括在补偿单元100中的数字参考码生成器来生 成。数字逼近码DAP包括多个顺序生成的位。例如，在校准模式中，可以顺序地确定数字逼 近码DAP的位。补偿单元100可以包括寄存器，在模式信号MODE被废能的时间点(即当音 频放大器10开始以正常模式操作时)，该寄存器存储数字逼近码DAP作为为补偿码CP。补 偿码CP可以是指示对应输出信号OUT的偏移的补偿电平的数字码。
在正常模式中，补偿单元100基于数字输入信号DIN和补偿码CP生成补偿信号 CIN0补偿单元100可以通过使用补偿码CP来补偿数字输入信号DIN，以生成补偿信号CIN。 例如，补偿单元100可以通过从数字输入信号DIN中减去补偿码CP来生成补偿信号CIN。 即，补偿信号CIN可以通过调整数字输入信号DIN的所有位的电平(level)来生成。在正 常模式中，补偿单元100可以以与用于在校准模式中生成补偿信号CIN的操作相反的方式来生成补偿信号CIN。补偿码CP在正常模式中可以具有固定值，并且在模式信号MODE被废 能的时间点，补偿码CP的固定值可以基本上与数字逼近码DAP的值相同。
输出单元700基于补偿信号CIN生成输出信号OUT。输出单元700可以包括调制 器200、驱动单元300和低通滤波器400。在示例实施例中，输出单元700可以包括A类放 大器、B类放大器、AB类放大器和D类放大器中的一个。
调制器200调制补偿信号CIN以生成调制信号MIN。驱动单元300由驱动电压驱 动，放大调制信号MIN以生成放大信号AS，并且向低通滤波器400提供放大信号AS。
在示例实施例中，输出单元700可以包括特别地具有半桥(half-bridge)形式的D 类放大器。在D类放大器中，调制器200可以包括delta-sigmaO-o)调制器和脉宽调制 器。驱动单元300可以包括具有P型金属氧化物半导体(PM0Q晶体管和N型金属氧化物 半导体(NMOQ晶体管的互补金属氧化物半导体(CM0Q晶体管。每一个PMOS晶体管或每 一个NMOS晶体管响应于调制信号MIN (例如脉宽调制信号)被导通，并且驱动单元300基 于晶体管的开关操作(即导通或截止)，将调制信号MIN放大到驱动电压的电平。
例如，驱动单元300的驱动电压可以对应电源电压VDD。在其他例子中，驱动电压 可以包括第一驱动电压和第二驱动电压。包括在驱动单元300的驱动电路可以连接在第一 驱动电压和第二驱动电压之间。在一些示例实施例中，第一驱动单元可以是电源电压VDD， 而第二驱动电压可以是接地电压GND。在其他示例实施例中，第一驱动电压可以是正电源电 压+VDD，而第二驱动电压可以是负电源电压-VDD。在每种情况下，驱动单元300的输出信 号的逻辑电平(即放大信号AQ可以具有在第一驱动电压和第二驱动电压之间的逻辑高电 平和逻辑低电平。
低通滤波器400对放大信号AS滤波以生成输出信号OUT。放大信号AS可以是数 字信号，而输出信号OUT可以是模拟信号。低通滤波器400可以平均放大信号AS的电平， 并且可以消除放大信号AS的高频成分。低通滤波器400可以包括电感器L和电容器C。
校准单元500基于输出信号OUT和模式信号MODE生成数字逼近码DAP。例如，校 准单元500可以响应于模式信号MODE对输出信号OUT滤波，并且将模拟参考信号VAREF与 经滤波的输出信号相比较以生成比较信号。模拟参考信号VAREF可以由包括在校准单元 500中的模拟参考信号生成器生成。校准单元500可以基于比较信号生成数字逼近码DAP。 数字逼近码DAP包括多个顺序生成的位。校准单元500可以包括用于比较模拟参考信号 VAREF和经滤波的输出信号的比较器，以及用于生成数字逼近码DAP的逐次逼近寄存器。在 示例实施例中，校准单元500可以包括采样保持(sample-and-hold)电路。校准单元500 可以与时钟信号同步操作，并且可以以二进制数字码的形式生成数字逼近码DAP。数字逼近 码DAP可以用在补偿单元100中，用于补偿输出信号OUT的DC偏移。
数字逼近码DAP可以具有N个位，其中N是自然数。校准单元500可以通过使用逐 次逼近方法，基于比较信号，顺序地生成从最高有效位(MSB)到最低有效位(LSB)的数字逼 近码DAP的位。补偿单元100可以通过预定的调整电平来调整输出信号OUT。预定的调整 电平可以相应于由比较信号确定的数字逼近码DAP的位电平。例如，在校准模式中，校准单 元500可以接收没有被补偿的输出信号0UT，可以比较模拟参考信号VAREF和输出信号OUT 以生成比较信号，并且可以基于比较信号确定数字逼近码DAP的MSB。补偿单元100可以 基于数字逼近码DAP的MSB，通过对应2n的第一电平调整输出信号OUT。接下来，校准单元500可以接收经调整的输出信号OUT，其由第一电平调整，可以将模拟参考信号VAREF与经 调整的输出信号比较以生成比较信号，并且可以基于比较信号生成数字逼近码DAP的MSB 的下一个位。比较单元100可以基于数字逼近码DAP的MSB的下一个位，通过对应2(Ν_ 的 第二电平调整输出信号OUT。调整电平可以逐渐减半，由此输出信号OUT的电压电平被调整 为与模拟参考信号VAREF的电压电平基本相同。在逐次逼近处理期间，模拟参考信号VAREF 的电压电平可以被固定(fixed)。
校准单元500可以接收经调整的输出信号OUT，比较模拟参考信号VAREF与输出信 号OUT，并且基于比较结果确定数字逼近码DAP的一个位。校准单元500可以重复这样的接 收、比较和生成操作，用于执行逐次逼近处理，直到输出信号OUT的电压电平与模拟参考信 号VAREF的电压电平基本相同。在当模式信号MODE被废能的时间点，比较单元100可以存 储数字逼近码DAP作为补偿码CP，并且基于补偿码CP补偿输出信号OUT的偏移。
在示例实施例中，当所有数字逼近码DAP的位被确定时，模式信号MODE可以被废 能，并且音频放大器10可以以正常模式操作。在另一个示例实施例中，虽然数字逼近码DAP 的一些位没有被确定，但是当输出信号OUT的电平与模拟参考信号VAREF的电压电平基本 相同时，模式信号MODE可以被废能。
在示例实施例中，模拟参考信号VAREF可以对应模拟接地电压，并且数字参考码 DRC可以对应数字接地电平。在另一个示例实施例中，模拟参考信号VAREF可以对应被N除 (divided by N)的驱动电压的电平，并且数字参考码DRC可以对应被N除的驱动电压的数 字电平，其中N是自然数。
在传统音频放大器中，当输出信号在电源电压VDD和接地电压GND之间摆动时， 传统音频放大器需要包括用于消除DC电流成分的电容器，并且传统音频放大器具有相对 较大的尺寸。当输出信号在正电源电压+VDD和负电源电压-VDD之间摆动时，音频放大器 可以不需要包括电容器，并且具有相对较小的尺寸，因为输出信号的平均值对应接地电压 GND。然而，如果引起正和负电源电压+VDD和-VDD之间的不匹配或由于驱动单元300包括 的元件的阻抗导致的不匹配，那么输出信号可以具有由于这样的不匹配导致的一些偏移成 分。在根据一些示例实施例的音频放大器中，校准单元500生成对应输出信号OUT的偏移 的数字电平的数字逼近码DAP，并且补偿单元100基于数字逼近码DAP生成对应补偿的数字 信号的补偿信号CIN。这样，根据一些实施例的音频放大器10可以有效补偿由于不匹配导 致的输出信号OUT的偏移。
图2是例示包括在图1的音频放大器10中的校准单元500a的例子的框图。
参考图2A，校准单元500a可以包括低通滤波器LPF、比较器510和逐次逼近寄存 器520。校准单元500a还可以包括开关SW。开关SW响应于模式信号MODE将输出信号OUT 转移到低通滤波器LPF。校准单元500a响应于模式信号MODE被使能。
低通滤波器LPF可以包括电阻器R和电容器C。当输出信号OUT通过开关SW被 接收时，低通滤波器LPF对输出信号OUT滤波，并且向比较器510提供经滤波的输出信号 FOUT0
比较器510可以比较经滤波的输出信号FOUT和模拟参考信号VAREF，以生成比较 信号CMP。例如，当经滤波的输出信号FOUT的电压电平高于模拟参考信号VAREF的电压电 平时，比较信号CMP的逻辑电平可以对应逻辑高电平。当经滤波的输出信号FOUT的电压电平低于模拟参考信号VAREF的电压电平时，比较信号CMP的逻辑电平可以对应逻辑低电平。 比较器510可以与时钟信号同步操作。
逐次逼近寄存器520基于比较信号CMP生成数字逼近码DAP。例如，数字逼近码 DAP可以是二进制数字码，二进制数字码的位的数目可以是8。逐次逼近寄存器520可以从 MSB到LSB顺序生成数字逼近码DAP的位。在示例实施例中，当所有数字码DAP的位被确定 时，模式信号MODE被废能。然而，在另一个示例实施例中，虽然数字逼近码DAP的一些位没 有被确定，但是模式信号MODE可以被外部装置废能，并且图1的音频放大器10可以以正常 模式操作。稍后将参考图4说明生成数字逼近码DAP的操作。
校准单元500a还可以包括模拟参考电压生成器530。模拟参考电压生成器530生 成对应数字参考码DRC的模拟参考信号CAREF。例如，当数字参考码DRC对应数字接地电平 时，模拟参考信号CAREF可以对应模拟接地电压。在其他例子中，当数字参考码DRC对应数 字电源电平时，模拟参考信号CAREF可以对应模拟电源电压。稍后参考图7说明模拟参考 电压生成器530的配置的例子。
图2B是例示包括在图1的音频放大器10的校准单元500b的另一个例子的框图。
参考图2B，校准单元500b可以包括低通滤波器LPF、比较器510、累加器515和逐 次逼近寄存器520。
与图2A的校准单元500a比较，校准单元500b还包括累加器515。图2B的校准 单元500b的操作基本上与图2A的校准单元500a的操作相同，除了还包括累加器515。这 样，在图2B中，相同附图标号将用于指代图2A的相同或相似的元件，进一步说明将被省略。
在预定时间段期间，累加器515可以累加比较信号CMP，以向逐次逼近寄存器520 提供累加的比较信号ACMP。例如，当比较信号CMP的逻辑电平是逻辑高电平时，累加器515 可以累加“+1”，而当比较信号CMP的逻辑电平是逻辑低电平时，累加器515可以累加“_1”。 累加器515可以输出累加的结果的符号(sign)，作为累加的比较信号ACMP。
在图2A的校准单元500a中，如果比较器510临时故障或由于噪声导致经滤波的 输出信号FOUT的电压电平不正常，则比较器510可能输出具有错误电平的比较信号CMP。 当比较信号CMP具有错误电平时，逐次逼近寄存器520也可能生成具有错误位的数字逼近 码DAP。由于数字逼近码DAP的错误，输出信号OUT的DC偏移的测量时间可能提高，并且图 1的音频放大器10可能不能有效执行补偿操作。
在图2B的校准单元500b中，数字逼近码DAP的错误可以通过使用累加器515来减 少。例如，当经滤波的输出信号FOUT的电压电平低于模拟参考信号VAREF的电压电平时， 比较信号CMP的逻辑电平可以是逻辑低电平。然而，比较信号CMP的逻辑电平可能由于噪 声而临时为逻辑高电平。即使当比较信号CMP的逻辑电平是临时逻辑高电平时，累加的比 较信号ACMP也可以具有对应逻辑低电平的值，因为累加器515在例如时钟信号的预定时期 的预定时间期间累加比较信号CMP。因此，可以减少由于噪声导致的数字逼近码DAP的错 误。
逐次逼近寄存器520基于累加的比较信号ACMP生成数字逼近码DAP。即使比较信 号CMP由于噪声导致临时具有错误电平，累加的比较信号ACMP也可以具有期望的值，因此 逐次逼近寄存器520可以少受噪声的影响。
图2C是例示包括在图1的音频放大器10中的校准单元500c的另一个例子的框图。
参考图2C，校准单元500c可以包括第一低频滤波器LPFl、比较器510、逐次逼近寄 存器520和第二低通滤波器LPF2。
与图2A的校准单元500a相比较，校准单元500c还包括第二低通滤波器LPF2。图 2C的校准单元500c的操作基本上与图2A的校准单元的操作相同，除了还包括第二低通滤 波器LPF2。这样，在图2C中，相同附图标号可以用来指代图2A中相同或相似的元件，任何 进一步的说明将被省略。
第二低通滤波器LPF2对数字逼近码DAP平均和滤波，以生成经滤波的数字逼近码 FDAP。在示例实施例中，第二低通滤波器LPF2可以是使用数字信号处理的数字低通滤波ο
图3A是例示包括在图1的音频放大器10中的补偿单元IOOa的例子的框图。
参考图3A，补偿单元IOOa可以包括第一多路复用器110、第二多路复用器120、寄 存器130和减法器140。补偿单元IOOa还可以包括数字参考码生成器150。
第一多路复用器110可以响应于模式信号MODE输出数字参考码DRC和数字输入 信号DIN中的一个。例如，当模式信号MODE被使能时(即在校准模式)，第一多路复用器 110可以输出数字参考码DRC。当模式信号MODE被废能时(即在正常模式)，第一多路复用 器110可以输出数字输入信号DIN。数字参考码DRC可以从数字参考码生成器150生成。
第二多路复用器120可以响应于模式信号MODE输出数字逼近码DAP和存储在寄 存器130中的补偿码CP中的一个。例如，当模式信号MODE被使能时，第二多路复用器120 可以输出数字逼近码DAP。当模式信号MODE被废能时，第二多路复用器120可以输出补偿 码CP。在模式信号MODE被废能的时间点，补偿码CP可以与数字逼近码DAP基本相同。
数字逼近码DAP的位被图1的校准单元500顺序生成，并且依据图1的音频放大 器10的操作模式，数字逼近码DAP可以具有不同的值。补偿单元100a可以在校准模式中 基于数字逼近码DAP生成补偿信号CIN。
寄存器130存储数字逼近码DAP作为补偿码CP。在包括在图1的校准单元500中 的逐次逼近寄存器520的操作被完成的时间点，补偿码CP的值可以被固定。例如，当模式 信号MODE被废能时，图1的校准单元500被废能，并且数字逼近码DAP被固定，并且因此在 模式信号MODE被废能的时间点，补偿码CP的值被固定在数字逼近码DAP的值。补偿码CP 可以是对应输出信号OUT的补偿电平的数字码。在正常模式中，补偿单元100a可以通过使 用数字输入信号DIN和补偿码CP来生成补偿信号CIN，并且输出信号OUT的DC偏移可以被 补偿。
减法器140通过从第一多路复用器110的输出信号MOl中减去第二多路复用器 120的输出信号M02来生成补偿信号CIN。例如，在校准模式中，积分器140通过从数字参 考码DRC中减去数字逼近码DAP来生成补偿信号CIN。虽然数字参考码DRC的值是固定的， 但是补偿信号CIN的值在校准模式期间可能改变，因为数字逼近码DAP的位是由图1的校 准单元500顺序生成的。
在正常模式中，积分器140通过从补偿码CP中减去数字输入信号DIN来生成补偿 信号CIN。即，减法器140可以以与在校准模式中用于生成补偿信号CIN的操作相反的方 式来生成补偿信号CIN。补偿码CP可以具有对应输出信号OUT的偏移的绝对值的幅值、以及对应输出信号OUT的偏移的反号(opposite sign)的符号的固定值。减法器140可以调整数字输入信号DIN的偏移，以生成补偿信号CIN，并且因此输出信号OUT的偏移可以被补 mte ο
图;3B是例示包括在图1的音频放大器10中的补偿单元IOOb的另一个例子的框图。
参考图3B，补偿单元IOOb可以包括第一多路复用器110、第二多路复用器120、寄 存器130、减法器140、数字参考码生成器150、补偿控制器160和补偿码计算器170。与图 3A的补偿单元IOOa比较，补偿单元IOOb还包括补偿控制器160和补偿码计算器170。
补偿控制器160可以生成用于控制数字参考码生成器150的数字控制信号DC0N， 以及用于确定图1的音频放大器10的操作模式的模式信号MODE。补偿控制器160可以将 模式信号MODE提供给包括在图1的音频放大器10中的校准单元500。数字参考码生成器 150可以基于数字控制信号DCON生成数字参考码DRC。
在示例实施例中，当数字参考码生成器150可以生成对应被N除的驱动电压的数 字电平的数字参考码DRC时，图1的校准单元500通过使用逐次逼近方法生成数字逼近码 DAP,并且向补偿单元100b提供数字逼近码DAP。当所有数字逼近码DAP的位被确定时，补 偿控制器160可以废能模式信号MODE。
在示例实施例中，驱动电压可以包括第一驱动电压VDDl和第二驱动单元VDD2。 例如，第一驱动电压VDDl可以是正电源电压+VDD，而第二驱动电压VDD2可以是负电源电 压-VDD。在这种情况下，数字参考码DRC可以包括对应被N除的第一驱动电压VDDl的数 字电平的第一数字参考码，以及对应被N除的第二驱动电压VDD2的数字电平的第二数字参 考码，其中N是自然数。数字参考码生成器150可以基于数字控制信号DCON生成第一数字 参考码。寄存器130可以存储基于第一数字参考码生成的数字逼近码DAP作为第一补偿码 CP1，并且向补偿码计算器170提供第一补偿码CPl作为临时补偿码TCP。即使在第一补偿 码CPl生成之后，模式信号MODE也可以被维持在使能状态，并且数字参考码生成器150可 以基于数字控制信号DCON生成第二数字参考码。寄存器130可以存储基于第二数字参考 码生成的数字逼近码DAP作为第二补偿码CP2，并且向补偿码计算器170提供第二补偿码 CP2作为临时补偿码TCP。补偿单元100b可以生成用于第一驱动电压VDDl和第二驱动电 压VDD2的每一个的第一补偿码CPl和第二补偿码CP2，并且因此有效补偿输出信号OUT的 偏移。
补偿码计算器170可以基于至少一个临时补偿码TCP生成补偿码CP。例如，补偿 码CP可以通过将第一补偿码CPl加入第二补偿码CP2来生成。在示例实施例中，临时补偿 码TCP的每一个被提供给图1的驱动单元300而不执行任何计算。稍后将参考图5说明图 1的驱动单元300中临时补偿码TCP的操作。
当模式信号MODE被补偿控制器160废能时，补偿码CP被固定，并且图1的音频放 大器10可以以正常模式操作。第一多路复用器110输出数字输入信号DIN，而第二多路复 用器120输出补偿码CP。
减法器140可以基于第一多路复用器110的输出信号MOl和第二多路复用器120 的输出信号M02生成补偿信号CIN。例如，减法器140可以通过从第一多路复用器110的输 出信号MOl中减去第二多路复用器120的输出信号M02来生成补偿信号CIN。
包括在图;3B的补偿单元IOOb中的第一和第二的多路复用器110和120的每一个 及减法器140的操作与包括在图3A的补偿单元IOOa中的第一和第二的多路复用器110和 120的每一个及减法器140的操作基本相同。
图4是例示图1的音频放大器10的操作的示意图。
下文中，参考图1至图4，说明根据示例实施例的音频放大器10的操作。
图4中，数字逼近码DAP可以是二进制数字码，其位数可以是8。数字逼近码DAP 可以将初始化为“10000000”。
在时间tl，模式信号MODE被使能，并且校准单元500被使能。在校准单元500中， 开关SW向低通滤波器LPF提供输出信号OUT。低通滤波器LPF对输出信号OUT滤波，以向 比较器510提供经滤波的输出信号F0UT。比较器510比较经滤波的输出信号FOUT与模拟 参考信号VAREF，以生成比较信号CMP。比较信号CMP根据经滤波的输出信号FOUT的电压 电平可以具有逻辑高电平或逻辑低电平。在时间tl，比较信号CMP的逻辑电平对应逻辑低 电平，因为经滤波的输出信号FOUT的电压电平低于模拟参考信号VAREF的电压电平(即负 偏移)。
在第一逼近处理中，要求将负偏移改变成正偏移以补偿输出信号OUT。逐次逼近 寄存器520通过反转(inverting)补偿信号CMP的逻辑电平，将数字逼近码DAP的MSB (即 第八位B7)的逻辑电平确定为逻辑高电平(即“1”)。逐次逼近寄存器520还通过一位移 位(one-bit shifting)初始数字逼近码DAP来确定数字逼近码DAP的其他位的逻辑电 平。例如，在时间tl的数字逼近码DAP的MSB的下一个位可以对应初始数字逼近码DAP的 MSB。也就是，在时间tl的数字逼近码DAP的第七位(B6)可以对应初始数字逼近码DAP的 158 7)，而在时间11的数字逼近码DAP的第六位(B5)可以对应初始数字逼近码DAP的第 七位(B6)。因此，在第一逼近处理后，在时间tl的数字逼近码DAP的值对应“11000000”。 图1的补偿单元100基于数字逼近码DAP生成补偿信号CIN，其值为“11000000”。补偿信 号CIN可以通过从数字参考码DRC中减去数字逼近码DAP来生成。补偿信号CIN通过调制 器200、驱动单元300和低通滤波器400，并且作为输出信号OUT被提供给校准单元500。
在时间t2，比较信号CMP的逻辑电平对应逻辑高电平，因为经滤波的输出信号 FOUT的电压电平高于模拟参考信号VAREF的电压电平(即正偏移)。因此，在第二逼近处 理中，要求将正偏移改变成负偏移以补偿输出信号OUT。逐次逼近寄存器520通过反转补偿 信号CMP的逻辑电平，将数字逼近码DAP的MSB的下一个位的逻辑电平确定为逻辑低电平 (即“0”)，并且将数字逼近码DAP的MSB的逻辑电平确定为与在时间tl的数字逼近码DAP 的MSB的逻辑电平相同。逐次逼近寄存器520还通过两位移位初始数字逼近码DAP来确定 数字逼近码DAP的其他位的逻辑电平。例如，在时间t2的数字逼近码DAP的第六位(B5) 可以对应初始数字逼近码DAP的MSB(B7)。因此，在第二逼近处理后，在时间t2的数字逼 近码DAP的值对应“10100000”。图1的补偿单元100基于数字逼近码DAP生成补偿信号 CIN，其值为“10100000”。补偿信号CIN通过调制器200、驱动单元300和低通滤波器400， 并且作为输出信号OUT被提供给校准单元500。
图1的音频放大器10可以重复执行逼近处理以逐渐减少调整电平，并且可以补偿 输出信号OUT的偏移。在示例实施例中，调整电平可以逐渐减半，因为数字逼近码DAP是二 进制数字码。
当基于比较信号CMP，所有数字逼近码DAP的位被确定时，模式信号MODE被废能。 在图4，数字逼近码DAP的最终值对应“10101010”，并且值VCB表示补偿电平。在模式信号 MODE被废能的时间点(例如“10101010”)，补偿单元100存储数字逼近码DAP的值作为补 偿码CP。
在根据示例实施例的音频放大器10中，输出信号OUT可以通过使用逐次逼近方法 重复地补偿，并且因此根据示例实施例的音频放大器10可以有效执行补偿操作。
图5是例示包括在图1的音频放大器中的驱动单元300a的例子的框图。
参考图5，驱动单元300a可以包括驱动电压生成器310和驱动电路320。
驱动电压生成器310可以基于补偿码CP生成驱动电压。驱动电压可以包括第一 驱动电压VDDl和第二驱动电压VDD2。在示例实施例中，第一驱动电压VDDl可以对应正电 源电压+VDD，而第二驱动电压VDD2可以对应负电源电压-VDD。第一驱动电压VDDl和第二 驱动电压VDD2的和可以对应接地电压GND。也就是，第一和第二驱动电压VDDl和VDD2的 和可以对应通过从数字参考码DRC中减去补偿码CP而计算得到的值。例如，当导致负偏移 时，驱动电压生成器310可以提高第一驱动电压VDDl的电平，当导致正偏移时，驱动电压生 成器310可以降低第二驱动电压VDD2的电平。
在示例实施例中，驱动电压生成器310可以从图;3B的补偿单元IOOb接收临时补 偿码TCP，并且控制第一和第二驱动电压VDDl和VDD2的电平的每一个。例如，当数值参考 码DRC对应被N除的第一驱动电压VDDl的数字电平时，驱动电压生成器310可以基于第一 补偿码CPl控制第一驱动电压VDDl的电平。当数字参考码DRC对应被N除的第二驱动电压 VDD2的数字电平时，驱动电压生成器310可以基于第二补偿码CP2控制第二驱动电压VDD2 的电平。
驱动电路320可以包括P型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管MP和N型金属氧化 物半导体(NMOS)晶体管丽。PMOS晶体管MP和匪OS晶体管丽在第一和第二电压VDDl和 VDD2之间串联。
PMOS晶体管MP具有连接到第一电源电压VDDl的第一电极(例如源极)、接收调制 信号MIN的栅电极以及输出放大信号AS的第二电极(例如漏极)。NMOS晶体管丽具有连 接到第二电源电压VDD2的第一电极(例如源极)、接收调制信号MIN的栅电极以及连接到 PMOS晶体管MP的第二电极的第二电极(例如漏极)。PMOS晶体管MP的第二电极和NMOS 晶体管丽的第二电极被连接到图1的低通滤波器400。当调制信号MIN的逻辑电平对应逻 辑高电平时，NMOS晶体管丽导通，PMOS晶体管MP截止，并且驱动电路320输出对应第二驱 动电压VDD2的放大信号AS。当调制信号MIN的逻辑电平对应逻辑低电平时，NMOS晶体管 丽截止，PMOS晶体管MP导通，并且驱动电路320输出对应第一驱动电压VDDl的放大信号 AS。
驱动单元300a可以基于补偿码CP调整驱动电压的电平。因此，音频放大器10可 以防止第一和第二驱动电压VDDl和VDD2之间的不匹配，并且有效补偿输出信号OUT的偏移。
图6A是例示包括在图1的音频放大器10中的驱动单元300b的另一个例子的框图。
参考图6A，驱动单元300b可以包括驱动信号生成器315和驱动电路325。
驱动信号生成器315基于补偿码CP和调制信号MIN生成补偿驱动信号CS。驱动电 路325接收补偿驱动信号CS以生成放大信号AS。在根据一些示例实施例的驱动单元300b 中，可以基于补偿驱动信号CS调整由于包括在驱动电路325中的晶体管的阻抗导致的不匹 配，由此改善图1的音频放大器10的线性和可靠性特征。稍后将参考图6B说明用于补偿 由于包括在驱动电路325中的晶体管的阻抗导致的不匹配的操作。
图6B是例示包括在图6A的驱动单元300b中的驱动电路325的例子的电路图。
参考图6B，驱动电路325可以包括PMOS晶体管阵列3251和NMOS晶体管阵列 3253。PMOS晶体管阵列3251和NMOS晶体管阵列3253被串联在第一驱动电压VDDl和第二 驱动电压VDD2之间。在图6B中，驱动电路325可以以D类放大器实现。
驱动电路325可以从图6A的驱动信号生成器315接收补偿驱动信号CS。补偿驱动信号CS可以包括多个PMOS补偿驱动信号PCO、PCl.....PCn和多个NMOS补偿驱动信号NC0,NCl.....NCn。在示例实施例中，补偿驱动信号CS还可以包括驱动电压。在另一个示例实施例中，驱动电压可以基于补偿码CP由驱动电压生成器生成，如图5所示。驱动电压 可以包括第一驱动电压VDDl和第二驱动电压VDD2。驱动电路325基于补偿驱动信号CS生 成放大信号AS，并且将放大信号AS提供给图1的低通滤波器400。
PMOS晶体管阵列3251可以包括并联在第一驱动电压VDDl和第一节点NDl之间的 多个PMOS晶体管MP0、MP1、. . . MPn。PMOS晶体管MP0、MP1、. . . MPn的每一个接收对应PMOS 晶体管MPO、MPU. . . MPn中的一个的PMOS补偿驱动信号PCO、PC1、· · ·、PCn中的一个。例 如，第一 PMOS晶体管MPO具有连接到第一驱动电压VDDl的第一电极(例如源极)、接收第 一 PMOS补偿驱动信号PCO的栅电极以及连接到第一节点NDl的第二电极(例如漏极)。其 他PMOS晶体管MP1、. . . MPn的配置与第一 PMOS晶体管MPO的配置基本相同，除了接收其他 PMOS补偿驱动信号PCI、. . . PCn中的一个。
NMOS晶体管阵列3253可以包括多个并行连接在第一节点NDl和第二驱动电压 VDDl的NMOS晶体管MNO、MN1、. . . MNn。NMOS晶体管ΜΝΟ、ΜΝ1、. . . MNn的每一个接收对应 NMOS晶体管ΜΝ0、丽1、· · · MNn中的一个的NMOS补偿驱动信号NCO,NCU. · ·、NCn中的一个。 例如，第一 NMOS晶体管MNO具有连接到第二驱动电压VDD2的第一电极(例如源极)、接收 第一 NMOS补偿驱动信号NCO的栅电极以及连接到第一节点NDl的第二电极(例如漏极)。 其他NMOS晶体管MN1、. . . MNn的配置与第一 NMOS晶体管MNO的配置基本相同，除了接收其 他NMOS补偿驱动信号NCI、. . . NCn中的一个。
在PMOS晶体管阵列3251中，分别响应于多个PMOS补偿驱动信号PC0、PC1、. . . PCn 切换(例如导通或截止)多个PMOS晶体管MPO、MPU ... MPn0导通PMOS晶体管的数目基 于调制信号MIN和补偿码CP的逻辑电平来确定。例如，当调制信号MIN的逻辑电平是逻 辑高电平时，PMOS补偿驱动信号PCO、PCI、. . .、PCn可以被设定为导通PMOS晶体管MPO、 MPU ... MPn中的一个。当调制信号MIN的逻辑电平是逻辑低电平时，PMOS补偿驱动信号 PCO、PC1、· · ·、PCn可以被设定为导通所有PMOS晶体管MPO、MP1、· · · MPn导通。PMOS晶体 管阵列3251的阻抗可以基于导通的PMOS晶体管的数目来确定。例如，当导通PMOS晶体管 的数目减少时，PMOS晶体管阵列3251的阻抗可以减少。
在匪OS晶体管阵列3253中，分别响应于多个NMOS补偿驱动信号NC0、NC1、. . . NCn 开关(即导通或截止)多个匪OS晶体管ΜΝ0、丽1、. . . MNn。匪OS晶体管阵列3253的操作与PMOS晶体管阵列3251的操作基本相同，除了基于NMOS补偿驱动信号NCO、NCI、. . . NCn 来控制。
在示例实施例中，PMOS补偿驱动信号PC0、PC1、. . .、PCn的每一个可以与对应PMOS 补偿驱动信号PCO、PCI、. . .、PCn中的一个的NMOS补偿驱动信号NCO、NCI、. . . NCn中的一 个基本相同。例如，第一 PMOS补偿驱动信号PCO可以与NMOS补偿驱动信号NCO基本相同， 因为全部PMOS和NMOS补偿驱动信号PCO和NCO都是基于补偿码CP生成的。在另一个示 例实施例中，PMOS补偿驱动信号PCO、PCI、. . .、PCn的每一个可以不同于对应PMOS补偿驱 动信号PCO、PC1、· · ·、PCn中的一个的NMOS补偿驱动信号NCO、NC1、· · · NCn中的一个。例 如，第一 PMOS补偿驱动信号PCO可以不同于NMOS补偿驱动信号NC0，因为PMOS补偿驱动信 号PCO是基于第一补偿码CPl生成的，而NMOS补偿驱动信号NCO是基于第二补偿码CP2生 成的。
在示例实施例中，当数字参考码DRC具有对应正电源电压+VDD的数字电平时，包 括在图6A的驱动单元300b中的驱动信号生成器315可以基于补偿码CP生成PMOS补偿驱动信号PC0、PC1.....PCn,并且驱动电路325可以导通或截止包括在PMOS晶体管阵列3251中的PMOS晶体管以调整PMOS晶体管阵列3251的阻抗。在另一个示例实施例中，当数字参 考码DRC具有对应负电源电压-VDD的数字电平时，包括在图6A的驱动单元300b中的驱动信号生成器315可以基于补偿码CP生成NMOS补偿驱动信号NCO、NCl.....NCn,并且驱动电路325可以导通或截止包括在NMOS晶体管阵列3253中的NMOS晶体管以调整NMOS晶体 管阵列3253的阻抗。
驱动单元300b可以基于补偿驱动信号CS调整包括在驱动电路325中的导通晶体 管的数目。因此，音频放大器10可以防止由于包括在驱动电路325中的晶体管的阻抗导致 的不匹配，并且有效地补偿输出信号OUT的偏移。
图7是例示包括在图2A、图2B和图2C的校准单元500a、500b和500c的模拟参考 信号生成器530的例子的电路图。
参考图7，模拟参考信号生成器530可以包括多个电阻R0、R1.....Rs和多个开关SffO, SffU . . .、Sffs, SWs+Ι。多个电阻R0、RU ... ,Rs串联在第一电源电压VDDl和第二电 源电压VDD2之间。
第一和第二电源电压VDDl和VDD2可以分别与正和负电源电压+VDD和-VDD基本 相同。第一和第二电源电压VDDl和VDD2可以对应从图5的驱动单元300生成的驱动电压， 并且可以基于补偿码CP来调整。
模拟参考信号生成器530还可以包括模拟参考信号控制器531。模拟参考信号 控制器531生成模拟控制信号ACON以提供对应被N除的驱动电压的电平的模拟参考信号 VAREF0响应于模拟控制信号AC0N，开关SWO、SW1、. . .、Sffs, Sffs+1的每一个选择性地将电阻器节点NO、Nl.....Ns、Ns+1中的一个连接到模拟参考信号生成器530的输出节点NA。例如，当模拟参考信号VAREF对应正电源电压+VDD时，模拟参考信号控制器531生成模拟 控制信号ACON以将第一电阻器节点NO连接到输出节点NA。
在根据一些示例实施例的音频放大器10中，补偿码CP可以通过逐次逼近方法来 生成。根据一些示例实施例的音频放大器10可以补偿数字输入信号DIN的偏移，调整驱动 电压的电平并且调整包括在驱动电路325中的导通晶体管的数目。因此，可以有效地补偿输出信号OUT的偏移，由此减少静态电流。此外，音频放大器10可以具有改进的线性和可 靠性特征。
图8是例示根据其他示例实施例的音频放大器800的框图。
参考图8，音频放大器800包括控制器810、补偿器单元820、调制器830、驱动单元 840、低通滤波器850、校准单元860和诸如扬声器、麦克风等的输出负载RL。
控制器810生成控制信号CON以提供补偿单元820和校准单元860。基于控制信 号C0N，音频放大器800确定操作模式并且补偿输出信号OUT的偏移。例如，控制信号CON 可以包括模式信号MODE。音频放大器800可以基于模式信号MODE以在校准模式或正常模 式进行操作。补偿单元820可以基于控制信号CON确定数字参考码DRC的数字电平。校准 单元860可以基于控制信号CON确定模拟参考信号VAREF的模拟电平。在示例实施例中， 控制器810可以向驱动单元840提供控制信号C0N，并且驱动单元840可以基于控制信号 CON生成驱动电压。
补偿单元820可以是图3A补偿单元IOOa或图的补偿单元100b。在校准模式 中，补偿单元820基于数字参考码DRC和数字逼近码DAP生成补偿信号CIN。例如，补偿单 元820可以通过从数字参考码DRC中减去数字逼近码DAP来生成补偿信号CIN。数字逼近 码DAP从校准单元860生成并且包括多个顺序生成的位。例如，可以在校准模式中顺序确 定数字逼近码DAP的位，以测量输出信号OUT的偏移。在校准模式中，数字参考码DRC的值 是固定的。在正常模式中，补偿单元820基于数字信号DIN和补偿码CP生成补偿信号CIN。 例如，补偿单元820可以通过从数字输入信号DIN中减去补偿码CP来生成补偿信号CIN以 执行补偿操作。当音频放大器10以正常模式操作时，数字逼近码DAP被存储为补偿码CP， 并且补偿码CP的值是固定的。
调制器830调制补偿信号CIN以生成调制信号MIN，并且向驱动单元840提供调制 信号MIN。
驱动单元840可以是图5的驱动单元300a或图6A驱动单元300b。驱动单元840 由驱动电压驱动，接收调制信号MIN，并且将调制信号MIN放大到驱动电压的电平以生成放 大信号AS。驱动电压可以是电源电压VDD，并且根据一些示例实施例，可以包括正电源电压 +VDD和负电源电压-VDD。在示例实施例中，驱动电压可从外部装置提供。在另一个示例实 施例中，驱动单元840可以基于控制信号CON和补偿码CP生成驱动电压。
低通滤波器850对放大信号AS滤波以生成输出信号0UT，并且将输出信号OUT提 供给输出负载RL和校准单元860。
校准单元860可以是图2A的校准单元500a、图2B的校准单元500b或图2C的校 准单元500c。校准单元860响应于包括在控制信号CON中的模式信号MODE来使能。校准 单元860对输出信号OUT滤波，响应于控制信号CON来比较经滤波的输出信号OUT和模拟 参考信号VAREF以生成比较信号，并且基于比较信号来生成数字逼近码DAP。数字逼近码 DAP包括多个顺序生成的位。在示例实施例中，校准单元860通过在预定时间段期间累加比 较信号并且对累加的数字逼近码DAP执行逐次逼近方法来生成数字逼近码DAP。校准单元 860可以对数字逼近码DAP滤波并且向补偿单元820提供经滤波的数字逼近码DAP。
音频放大器800还可以包括采样器870。采样器870可以采样输入信号IN以生成 数字输入信号DIN并且将数字输入信号DIN提供给补偿单元820。例如，当输入信号IN是模拟信号时，采样器870可以将模拟信号IN变换成数字输入信号DIN。在其他例子中，当输 入信号IN是数字信号时，采样器870可以过采样(over-sample)数字信号IN以生成数字 输入信号DIN。
如上所述，根据示例实施例的音频放大器可以用在集成电路中，用于快速和准确 放大输入信号。根据示例实施例的音频放大器也可以用在移动装置中，用于减少静态电路 和功率消耗。
虽然已经详细说明了示例实施例及其有益效果，应该理解到，这里可以做出各种 变化、置换和改变，而不背离本发明概念的范围。
权利要求
1.一种音频放大器，包括补偿单元，配置成基于数字输入信号、数字参考码、模式信号和数字逼近码生成补偿信号；输出单元，配置成基于所述补偿信号生成输出信号；以及校准单元，配置成基于所述输出信号和所述模式信号生成所述数字逼近码，所述数字 逼近码包括多个顺序生成的位。
2.根据权利要求1所述的音频放大器，其中所述校准单元包括比较器，配置成响应于所述模式信号，比较模拟参考信号和所述输出信号，以生成比较 信号；以及逐次逼近寄存器，配置成基于所述比较信号从最高有效位到最低有效位顺序生成所述 数字逼近码的位。
3.根据权利要求2所述的音频放大器，其中所述补偿单元包括寄存器，配置成响应于所述模式信号，存储所述数字逼近码作为补偿码，所述模式信号 指示校准模式或正常模式，以及其中所述补偿单元在校准模式中基于所述数字逼近码和所述数字参考码生成所述补 偿信号，以及在正常模式中基于所述补偿码和所述数字输入信号生成所述补偿信号。
4.根据权利要求3所述的音频放大器，其中所述补偿单元还包括第一多路复用器，配置成响应于所述模式信号，输出所述数字参考码和所述数字输入 信号中的一个；第二多路复用器，配置成响应于所述模式信号，输出所述数字逼近码和所述补偿码中 的一个；以及减法器，配置成通过从第一多路复用器的输出中减去第二多路复用器的输出来生成所 述补偿信号。
5.根据权利要求4所述的音频放大器，其中所述补偿单元还包括数字参考码生成器，配置成生成所述数字参考码。
6.根据权利要求2所述的音频放大器，其中所述模拟参考信号对应模拟接地电压并且 所述数字参考码对应数字接地电平。
7.根据权利要求2所述的音频放大器，其中所述校准单元还包括累加器，配置成累加所述比较信号以向所述逐次逼近寄存器提供累加的比较信号。
8.根据权利要求2所述的音频放大器，其中所述输出单元包括驱动单元，由驱动电压驱动，并且配置成放大调制信号以生成放大信号，所述调制信号 基于所述补偿信号来生成；以及低通滤波器，配置成对所述放大信号滤波以生成所述输出信号。
9.根据权利要求8所述的音频放大器，其中所述驱动单元包括驱动电压生成器，配置成基于所述补偿码生成所述驱动电压，所述驱动电压包括第一 驱动电压和第二驱动电压；以及驱动电路，由所述驱动电压驱动，并且配置成放大所述调制信号以生成所述放大信号。
10.根据权利要求9所述的音频放大器，其中第一驱动电压和第二驱动电压的和对应 通过从所述数字参考码中减去所述补偿码而计算得到的值。
11.根据权利要求8所述的音频放大器，其中所述模拟参考信号对应被N除的所述驱动 电压的电平，所述数字参考码对应被N除的所述驱动电压的数字电平，其中N是自然数。
12.根据权利要求11所述的音频放大器，其中所述驱动单元包括驱动信号生成器，配置成基于所述补偿码和所述调制信号生成补偿驱动信号；以及驱动电路，由所述驱动电压驱动，并且配置成放大所述补偿驱动信号以生成所述放大 信号。
13.根据权利要求12所述的音频放大器，其中所述驱动电压包括第一驱动电压和第二 驱动电压，以及其中所述补偿单元包括寄存器，配置成当所述数字参考码对应被N除的第一驱动电压的数字电平时，存储所 述数字逼近码作为第一补偿码，并且配置成当所述数字参考码对应被N除的第二驱动电压 的数字电平时，存储所述数字逼近码作为第二补偿码；以及补偿码计算器，配置成通过将第一补偿码加到第二补偿码来生成所述补偿码。
14.根据权利要求13所述的音频放大器，其中所述补偿驱动信号包括PMOS补偿驱动信 号和NMOS补偿驱动信号，以及其中所述驱动电路包括并联在第一驱动电压和第一节点之间的多个PMOS晶体管，其中所述多个PMOS晶体管 的每一个具有接收所述PMOS补偿驱动信号之一的栅电极；以及并联在第二驱动电压和第一节点之间的多个NMOS晶体管，其中所述多个NMOS晶体管 的每一个具有接收所述NMOS补偿驱动信号之一的栅电极。
15.根据权利要求14的音频放大器，其中当所述数字参考码对应被N除的第一驱动电 压的数字电平时，所述驱动信号生成器基于所述补偿码生成PMOS补偿驱动信号，以及当所述数字参考码对应被N除的第二驱动电压的数字电平时，所述驱动信号生成器基 于所述补偿码生成NMOS补偿驱动信号。
16.根据权利要求11所述的音频放大器，其中所述校准单元还包括模拟参考信号生成器，配置成基于模拟控制信号生成所述模拟参考信号。
17.根据权利要求16所述的音频放大器，其中所述驱动电压包括第一驱动电压和第二 驱动电压，所述模拟参考信号生成器包括串联在第一驱动电压和第二驱动电压之间的多个 电阻。
18.根据权利要求1所述的音频放大器，其中所述输出单元包括A类放大器、B类放大 器、AB类放大器和D类放大器中的一个。
19.一种音频放大器，包括采样器，配置成采样输入信号以生成数字输入信号；控制器，配置成生成控制信号，所述音频放大器确定操作模式并且基于所述控制信号 补偿输出信号的偏移；补偿单元，配置成在校准模式中基于所述控制信号生成数字参考码并且基于所述数字 参考码和数字逼近码生成补偿信号，以及配置成在正常模式中基于所述数字输入信号和所 述数字逼近码生成所述补偿信号；驱动单元，由驱动电压驱动，并且配置成放大调制信号以生成放大信号，所述调制信号基于所述补偿信号来生成；低通滤波器，配置成对所述放大信号滤波以生成所述输出信号； 比较器，配置成响应于所述控制信号，比较模拟参考信号和所述输出信号，以生成比较 信号；以及逐次逼近寄存器，配置成基于所述比较信号生成所述数字逼近码，所述数字逼近码包 括多个顺序生成的位。
20.根据权利要求19所述的音频放大器，其中所述补偿单元在校准模式中通过从所述 数字参考码中减去所述数字逼近码来生成所述补偿信号，以及在正常模式中通过从所述数 字输入信号中减去所述数字逼近码来生成所述补偿信号。
全文摘要
本发明提供了音频放大器。音频放大器包括补偿单元、输出单元和校准单元。补偿单元基于数字输入信号、数字参考码、模式信号和数字逼近码来生成补偿信号。输出单元基于补偿输入信号生成输出信号。校准单元基于输出信号和模式信号生成数字逼近码。数字逼近码包括多个顺序生成的位。
文档编号H03F1/02GK102035477SQ20101051093
公开日2011年4月27日 申请日期2010年10月8日 优先权日2009年10月1日
发明者刘承彬, 廉旺燮, 李龙熙, 石春均, 金奉柱 申请人:三星电子株式会社