专利名称：分波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及例如被用于通信设备等电路的分波器 。
背景技术：
背景技术：
随着便携电话所代表的无线设备的迅速普及，对分波器的需要也迅速扩大。例如， 对使用小型且具有高陡度的弹性波元件的分波器的需要较为旺盛。近年来，作为梯形滤波器，提出了图1所示的电路结构(例如，参照专利文献1 4)。在图1的结构中，串联谐振器Sl与电感LP并联连接。由此，较之滤波器通频带，在低频区域中能够产生衰减极。在先技术文献专利文献专利文献1 JP特开2003-332885号公报专利文献2 JP特开2003-69382号公报专利文献3 JP特开2004-135322号公报专利文献4 JP特开2004-242281号公报
发明概要发明要解决的课题例如，能够将上述图1所示的滤波器(以下，称为自滤波器)、和通频带不同的其他滤波器(以下，称为对方滤波器)组合起来构成分波器。在构成该分波器时，如果调整成出现自滤波器的衰减极的频带与对方滤波器的通频带相符合，则可得到良好的分波特性。然而，由于因与电感并联连接的谐振器而产生了自滤波器的衰减极，因而如果将该衰减极配置在对方滤波器的通频带中，则与电感并联连接的谐振器的杂散(spurious) 也配置在对方滤波器的通频带中。由此，存在着对方滤波器的通频带的损失变大的课题。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种抑制滤波器的损失的分波器。用于解决课题的手段本申请记载的分波器具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器。所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器、和在所述线路上并联连接的并联谐振器，所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接。与所述电感并联连接的串联谐振器被分割为串联连接的多个谐振器。发明效果
根据本申请记载的发明，可提供一种抑制滤波器的损失的分波器。
附图的简单说明图1 是表示现有的梯形滤波器的结构的图。图2是用于说明梯形滤波器的图。图3是用于说明梯形滤波器的图。图4是用于说明梯形滤波器的图。图5是表示SAW谐振器的构造例的图。图6是表示边界波谐振器的结构例的图。图7是表示Lamb波谐振器的结构例的图。图8是表示FBAR的结构例的图。图9是用于防止从FBAR的激励部耗散振动能量的结构例。图10是表示第1实施方式涉及的分波器的结构例的电路图。图11是表示滤波器F1、F2的通过特性的一例的曲线图。图12是用于说明将电感与梯形滤波器的串联谐振器并联连接的情况下的滤波器特性的图。图13是表示产生纹波(ripple)的例子的图。图14是表示第2实施方式中的分波器的电路结构例的图。图15是表示作为串联谐振器Sl使用了弹性波谐振器的情况下的结构例的图。图16是表示在图14所示的电路结构的分波器中所得到的特性的曲线图。图17是表示从发送滤波器F2观察到的接收滤波器F2的反射系数Γ的曲线图。图18是表示图14示出的串联谐振器Sl S7是FBAR情况下的谐振器Sll S13 的结构例的图。图19是表示第3实施方式涉及的分波器的结构例的电路图。图20是表示FBAR制作工序的一例的图。图21是表示针对具有椭圆形状的FBAR来测量使轴比进行各种变化时的响应的结果的曲线图。图22是表示针对具有椭圆形状的FBAR来测定使轴比进行各种变化时的谐振点的 Q值的结果的曲线图。图23是表示图19所示的滤波器F2的结构的一例的俯视图。图24是使用了上述第1 第3实施方式中的分波器的RF模块的一例。图25是表示通信设备的结构例的图。图26是第5实施方式中的分波器的电路结构图。图27是表示将图26所示的发送滤波器Fl及接收滤波器芯片化的情况下的结构的一例的图。图28是表示双工器封装(duplexer package)的结构例的图。图29是表示将双工器封装37及电感器安装在基板上的情况下的结构例的图。图30是表示将电感器Li、L2、L3形成在石英基板上的部件的结构例的图。
具体实施例方式用于实施 发明的方式下面，参照附图具体说明本发明的实施方式。首先，说明在本实施方式中能够使用的谐振器、滤波器、及分波器的例子。分波器具备发送用滤波器和接收用滤波器。作为使用弹性波元件来实现这些滤波器的方法，例如梯形滤波器被人们广泛接受。梯形滤波器是将谐振频率不同的2个谐振器接线成梯子形状而构成的高频滤波器。这里，利用图2 3说明梯形滤波器。图2(a)表示在输入端子Tin和输出端子Tout之间串联连接的串联谐振器S，图 2 (b)表示相对于对输入端子Tin和输出端子Tout进行连接的线路而并联连接的并联谐振器P。串联谐振器S具有为frs的谐振频率和为fas的反谐振频率。并联谐振器P具有为 frp的谐振频率和为fap的反谐振频率。图2 (c)是表示串联谐振器S及并联谐振器P的频率特性的曲线图。在图2(c)所示的例子中，fap和frs为大致相同的值。图3(a)是表示将串联谐振器S配置成串联支路、将并联谐振器P配置成并联支路的一级滤波器(一对梯子型电路)的电路结构的图。在fap和frs为大致相同的值时，如图3(a)所示，通过配置串联谐振器S和并联谐振器P，实现了图3(b)所示的滤波器特性。梯形滤波器是将图3(a)所示的一对梯子型电路连接成多级而构成的。图4(a)是表示梯形滤波器的结构例的电路图。在图4(a)所示的例子中，为了防止各级之间的反射， 相邻的梯子型电路以彼此呈镜像反转的方式连接。在图4(a)中，串联支路的谐振器的静电电容为Cs，并联支路的谐振器的静电电容为Cp。在图4(a)所示的滤波器的多级连接中，存在如下部分在串联支路中串联连接同种谐振器的部分、和在并联支路中并联连接同种谐振器的部分。在串联支路及并联支路中， 相邻的同种谐振器能够归为由一个谐振器构成。例如，如图4(b)所示，相邻的同种谐振器作为一个谐振器，以电容的方式进行合成。即、在串联支路中相邻的2个谐振器(各自的静电电容=Cs)能够由静电电容为Cs/2的一个谐振器构成。在并联支路中相邻的2个谐振器(各自的静电电容=Cp)能够由静电电容为2Cp的一个谐振器构成。作为构成梯形滤波器的弹性波元件，广泛应用表面声波(Surface Acoustic Wave =SAff)谐振器、压电薄膜谐振器(例如，FBAR :Film Bulk Acoustic Resonator)等。图5(a)是表示SAW谐振器的构造例的俯视图，图5(b)是剖视图。SAW谐振器在压电基板10上具备成为激励电极的IDT(InterDigitated Transducer) 2、和配置于IDT2两端的光栅反射器(grating reflector) 3 通过布线图案将输入端子in和输出电子out与 IDT连接。IDT也被称为梳形电极，例如具有以等间隔平行排列的多个电极指、和连接这些电极指的母线(bus bar)。电极指排列的方向为弹性波的传播方向。作为SAW谐振器的变形，例如存在边界波谐振器或Lamb波谐振器等。图6 (a)是表示边界波谐振器的结构例的俯视图，图6(b)是其剖视图。在图6所示的例子中，边界波谐振器在压电基板10上设置有电介质膜以便覆盖IDT2及反射器3。图7(a)是表示Lamb 波谐振器的结构例的俯视图，图7(b)是其剖视图。在图7所示的例子中，在设置在基板11 上的压电体膜16之上设置有IDT2及反射器3。在设置有IDT2及反射器3的部分(激发区域)之下，在压电体膜16与基板11之间形成有空隙9。边界波谐振器及Lamb波谐振器，在本申请中，将如这些SAW谐振器、边界波谐振器、及Lamb波谐振器那样具有IDT的谐振器总称为表面声波谐振器。图8(a)是表示FBAR的结构例的俯视图，图8(b)是其剖视图。在图8所示的例子中，FBAR具备设置在基板10之上的压电膜17、和夹持压电膜17的上部电极19及下部电极18。上部电极19和下部电极18夹持压电膜17而对置的区域为激励部(谐振区域)。激励部正下方为空隙9a，用于防止振动能量向基板的耗散。FBAR的空隙中，除了包括图8(b)所示的贯通激励部下部的基板的类型的空隙(通孔(via hole))之外，还包括在激励部与基板之间形成的类型的空隙(空腔(cavity))。 作为空腔的形成方法，例如有如图9(a)所示那样对基板表面进行加工来形成空隙9b的方式、如图9(b)所示那样在基板上形成圆顶上的空隙9c的空中桥梁(air bridge) 方式等。另外，例如，如图9 (C)所示，为了防止振动能量从激励部耗散，也可取代空隙，而将交替层叠了高阻抗层和低阻抗层的声音多层膜设置在激励部的下部。该结构被称为 SMR(Solidly Mounted Resonator)。在本申请中，FBAR及SMR都包括在压电薄膜谐振器中。(第1实施方式)图10是表示第1实施方式涉及的分波器(双工器)的结构例的电路图。图10所示的分波器具备与公共端子Pcom连接的通频带不同的2个滤波器F1、F2。滤波器F2包括 在对滤波器F2的公共端子Pcom和滤波器F2的输入输出端子P2进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器Sl Sn、和在该线路上并联连接的并联谐振器Pl Pm。串联谐振器 Sl Sn中的至少一个串联谐振器(这里，作为一个例子为Sl及S4)与电感并联连接。串联谐振器Sl分割为串联连接的多个谐振器Sll S13。这样，通过将串联谐振器Sl Sn中的至少一个串联谐振器与电感器并联连接，从而能够在滤波器F2的通频带以外产生衰减极。这里，通过调整为在滤波器Fl (对方滤波器)的通频带中包含衰减极，从而能够得到良好的分波特性。因而，得到了抑制滤波器损失的分波器。图11是表示衰减极G包含在对方滤波器的通频带中的情况下的滤波器Fl、F2 的通过特性的一例的曲线图。在本实施方式中，因为与电感器并联连接的串联谐振器Sl分割为串联连接的多个谐振器Sll S13(串联分割)，所以抑制了谐振器Sl中的杂散对滤波器Fl的通过特性的影响。这样，通过对谐振器进行串联分割，从而能够扩大各个谐振器的电容、即面积。一般而言，由谐振器产生的杂散是因在谐振器内传播的波动和谐振器端面的相互作用而产生的。因此，通过谐振器的串联分割来增大谐振器的尺寸，能够充分确保波动在面方向上不受谐振器端面的影响而能传播的距离，能抑制杂散。所分割的多个谐振器Sll S13，优选各自的形状互不相同。由此，产生杂散的频带被分散，从而能够进一步抑制杂散对滤波器的通信特性的影响。另外，优选所分割的谐振器Sll S13的静电电容相等。由此，分别提供给所分割的谐振器Sll S13的电能大致恒定，从而能够抑制非线性响应。在谐振器Sll S13是分别具有设置在压电基板之上的IDT、和配置在该IDT两侧的反射器的弹性波谐振器的情况下，能够使谐振器Sll S13各自的开口长度不同。由此， 能够使在谐振器Sll S13中产生杂散的频带分散。进而，从使谐振器Sll S13的电能相等的观点出发，优选各谐振器Sll S13的对数和开口长度之积为恒定。 在谐振器Sll S13是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器的情况下，能够使谐振器Sll S13各自的谐振区域为互不相同的形状。这里，谐振区域为上部电极和下部电极夹持压电膜而对置的区域。由此，能够使在谐振器Sll S13中产生杂散的频带分散。或者，也可采用所分割的谐振器Sll S13的谐振频率各不相同的方式。由此，能够使在谐振器Sll S13中产生杂散的频带分散，能够抑制杂散对滤波器Fl的影响。例如， 能够通过改变FABAR的膜压或者改变谐振区域的面积，来改变谐振频率。此外，图10所示的滤波器F2是梯形滤波器的例子，但是即便是格型滤波器也能起到与上述相同的效果。另外，与电感并联连接的串联谐振器，如图10所示的结构例那样，从滤波器特性的观点出发，优选是在梯形滤波器或格型滤波器中位于最端部的串联谐振器。 但是，与电感并联连接的串联谐振器也并不一定限定为端部的谐振器。[效果说明]其次，说明本实施方式涉及的分波器的效果。图12是用于说明将梯形滤波器的串联谐振器与电感并联连接的情况下的滤波器特性的图。图12的最上部的曲线图表示其左侧所示的梯形滤波器的滤波器特性。上部第2个曲线图表示上述梯形滤波器的并联谐振器的导纳(admittance)特性。上部第3个曲线图表示上述梯形滤波器的串联谐振器的导纳特性。上部第4个曲线图表示在上述梯形滤波器中与电感并联连接的串联谐振器的导纳特性。在图12所示的例子中，并联谐振器的谐振点为f2，反谐振点为f3，串联谐振器的谐振点为f4，反谐振点为f5。在将串联谐振器与电感并联连接的情况下，因与谐振器的静电电容并联连接的电感的反谐振，在处产生反谐振点。该反谐振点产生滤波器中的衰减极。这里，因与并联连接的电感的相互作用，使得串联谐振器自身的反谐振点f5向高频带 f6移动。另外，串联谐振器自身的谐振点f4不因电感的附加而变动。另外，在图12所示的例子中，不将与电感并联连接的串联谐振器的谐振点f4设置成与并联谐振器的反谐振点f3相同，而通过将f4和f3配置在附近，从而能够使通频带宽带化。在将图12所示的梯形滤波器采用为分波器的一个滤波器的情况下，通过将所产生的衰减极配置在对方滤波器的通频带中，从而能够提高分波特性。例如，配置在对方滤波器的通频带中的该衰减极，优选配置于对方滤波器通频带的中心频率。可是，例如，在采用如WCDMA Band2(发送带1850MHz 1910MHz、接收带 1930MHz 1990MHz)、Band3(发送带1710MHz 1785MHz、接收带1805MHz 1880MHz)那样发送滤波器的通频带和接收滤波器的通频带相接近的样式的情况下，由于与自滤波器通频带的低频端的高陡度并存，因此该衰减极相比对方滤波器的通频带的中心频率，优选配置于靠近高频端。因此，在与电感并联连接的谐振器具有杂散的情况下，滤波器特性也产生杂散。可是，产生杂散的频率在滤波器的通频带和非通频带中的影响大不相同。其原因在于，在通频带中电信号主要作为机械振动在弹性波元件即谐振器内进行传播，因而受到因弹性波元件内的不必要振动而引起的杂散的强烈影响。另一方面，在非通频带中电信号主要通过信号布线间的电磁/静电耦合来进行传播，因而受到弹性波元件内的不必要振动的影响程度变少。在弹性波元件中，虽然在谐振点以下的区域中产生杂散，但是例如，考虑通过将串联谐振器的谐振点配置于并联谐振器的反谐振点附近等，从而将成为问题的杂散配置于滤波器的非通频带中，来抑制对滤波器特性的影响。然而，在分波器中，在将该衰减极配置于对方频带中的情况下，与电感并联连接的串联谐振器的杂散被配置于对方滤波器的通频带中。此时，对方滤波器的通过特性产生了纹波。因此，通过谐振器的谐振点及反谐振点的调整来抑制纹波较为困难。以下，说明其具体例。图13是表示在因与电感并联连接的串联谐振器的杂散而引起的对方滤波器的通频带中产生纹波的例子的图。图13的最上部的曲线图是表示与电感并联连接的串联谐振器的导纳特性的一例的曲线图。在该例子中，在谐振点与反谐振点之间产生了杂散。上部第2个曲线图表示自滤波器的衰减量的频率特性(实线)、和从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的频率特性(虚线)。在反射系数的情况下，在与杂散对应的位置处也产生纹波。上部第3个曲线图表示对方滤波器的衰减量的频率特性(实线)、和从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的频率特性(虚线)。在该例子中，在对方滤波器的通频带中产生了纹波这样，在与电感连接的谐振器具有杂散的情况下，如图13所示，从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数的全反射条件被局部扰乱，而产生纹波。因该纹波的影响，在对方滤波器的通频带中也产生纹波。在对方频带的通频带中，为了将对方滤波器的损失抑制得较低，随着对方滤波器自身损失的减少，优选从对方滤波器观察到的自滤波器的反射系数为全反射(OdB)的状态。然而，例如，在如WCDMA Band2、Band3那样发送滤波器和接收滤波器的通频带相接近的样式中，与电感并联连接的谐振器的杂散被配置于对方滤波器的通频带中，因而通过谐振点或反谐振点等的频率配置的调整来抑制纹波较为困难。另一方面，在本实施方式的分波器中，如上述，与电感器并联连接的串联谐振器Sl 因为分割为串联连接的多个谐振器Sll S13，所以谐振器Sl中的杂散对滤波器Fl的通过特性的影响得到了抑制。为此，即便在将自滤波器的衰减极配置在对方滤波器的通频带中的情况下，也能够抑制对方滤波器的通频带中的纹波。(第2实施方式)图14是表示第2实施方式中的分波器的电路结构例的图。图14的电路能够用于例如WCDMA Band2用分波器。在图14所示的例子中，在与天线连接的公共端子Ant (portl) 上连接有发送滤波器Fl和接收滤波器F2。接收滤波器F2与平衡器(balim)电路Bl连接。 平衡器电路Bl是平衡不平衡转换器，将接收滤波器F2的单输出转换成平衡输出。另外，在本实施方式中，具有与电感并联连接的谐振器Sl的接收滤波器F2为自滤波器，发送滤波器 Fl为对方滤波器。接收滤波器F2通过串联支路的串联谐振器Sl S4及并联支路的并联谐振器 Pl P4形成了 7级结构的梯形滤波器。初级串联谐振器Sl与电感Ll并联连接。在串联谐振器Sl中，与上述第1实施方式同样地，分割为多个串联连接的谐振器。
构成串联谐振器Sl S7的弹性波元件，例如能够使用表面声波谐振器。图15是作为串联谐振器Sl使用了表面声波谐振器的情况下的结构例的图。图15(a)是所分割的谐振器都为相同形状的情况下的结构例。谐振器Sll S13都具备IDT2a 2c及其两侧的反射器3a 3c。谐振器Sll S13的IDT2a 2c通过电极4被串联连接。谐振器Sll S13的IDT2a 2c的开口长度及电极指的对数相同。
图15(b)是所分割的谐振器各自的形状不同的情况下的结构例。关于图15(b)的谐振器Sll S13，谐振器Sll S13的IDT2a 2c的开口长度及电极指的对数不同。在图15(b)中，用kl k3分别表示IDT2a 2c的开口长度，用tl t3表示IDT2a 2c的电极指的对数。接收滤波器F2的与电感L并联连接的串联谐振器Sl所具有的杂散，被表现为发送滤波器Fl的通过特性的纹波。因此，如图15(a)及图15(b)所示，通过设为对与电感Ll 并联连接的谐振器Sl进行分割并串联连接的谐振器Sll S13，从而能够抑制该杂散。另夕卜，如图15(b)所示，对谐振器Sl进行分割且使所分割的谐振器各自的电极指的对数和开口长度不同，由此能够进一步抑制该杂散。这里，在接收滤波器F2的与电感Ll并联连接的谐振器Sl位于初级的情况下，特别是为了抑制非线性响应，优选分别提供给所分割的谐振器Sll S13的电能为恒定。因此，优选各谐振器Sll S13的静电电容相同。具体而言，能够采用各谐振器Sll S13的对数和开口长度之积相同的样式。即、能够如klXtl = k2Xt2 = k3t3这样来调整各谐振器Sll S13的对数和开口长度。[效果说明]图16是表示在图14所示的电路结构的分波器中所得到的特性的曲线图。图16(a) 所示的曲线图表示发送滤波器Fl的通过特性S12和从发送滤波器Fl观察到的接收滤波器 F2的反射系数Γ的一例。图16(b)是放大了图16(a)中的发送滤波器通频带的端部的图。 图16的曲线图示出的S12或Γ，例如能采用基于有限要素法的电磁场模拟来计算。由图16可确认，在发送滤波器Fl的通过特性S12中，在通频带端部产生了纹波Rl。 产生该纹波Rl的频率与接收滤波器F2的反射系数下的纹波的产生频率大致一致。图17(a)是表示如图15(b)所示那样各谐振器Sll S13的形状不同的情况⑶、 和如图15(a)所示那样各谐振器Sll S13的形状相同的情况(W)下的、从发送滤波器F2 观察到的接收滤波器F2的反射系数Γ的曲线图。图17(b)是表示与各谐振器Sll S13 的形状不同的情况相同的情况下的发送滤波器Fl的通过特性S12的曲线图。这里，图17(a) 及图17(b)的曲线图是各谐振器的对数及开口长度为下述表1示出的值的情况下的解析结[表 1]
权利要求
1.一种分波器，具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器，所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接， 与所述电感并联连接的串联谐振器分割为串联连接的多个谐振器。
2.根据权利要求1所述的分波器，其中， 所分割的所述多个谐振器的形状互不相同。
3.根据权利要求1或2所述的分波器，其中， 所分割的所述多个谐振器的静电电容相等。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，所分割的所述多个谐振器是分别具有设置在压电基板之上的IDT、和配置在该IDT两侧的反射器的表面声波谐振器，所分割的所述多个表面声波谐振器的开口长度互不相同。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，所分割的所述多个压电薄膜谐振器各自中的上部电极和下部电极夹持压电膜而对置的区域的形状互不相同。
6.根据权利要求1至3中任意一项所述的分波器，其中，所分割的所述多个谐振器是分别具有压电膜、和夹持压电膜而对置的上部电极及下部电极的压电薄膜谐振器，所述压电薄膜谐振器各自的谐振频率互不相同。
7.一种分波器，具备通频带不同的2个以上的滤波器，所述2个以上的滤波器中的至少一个滤波器包括多个串联谐振器、和并联谐振器，该多个串联谐振器在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接，该并联谐振器在所述线路上并联连接，所述串联谐振器中的至少一个串联谐振器与电感并联连接，所述串联谐振器是分别具有上部电极及下部电极按照夹持压电膜的方式而对置的谐振区域的压电薄膜谐振器，与所述电感并联连接的串联谐振器的谐振区域在电极平面方向上的最长宽度A和最短宽度B之比(A/B)小于其他串联谐振器的谐振区域中的最长宽度A和最短宽度B之比 (A/B)。
8.根据权利要求1至7中任意一项所述的分波器，其中， 具有所述串联谐振器的滤波器是梯形滤波器或格型滤波器，与所述电感并联连接的串联谐振器是所述梯形滤波器或所述格型滤波器的最前级的谐振器。
全文摘要
本发明提供一种分波器，抑制了滤波器的损失。该分波器，具备与公共端子连接的通频带不同的2个以上的滤波器(F1、F2)，滤波器(F1、F2)中的至少一个包括在对滤波器的输入端子及输出端子进行连接的线路上串联连接的多个串联谐振器(S1～Sn)、和在所述线路上并联连接的并联谐振器(P1～Pm)，串联谐振器中的至少一个与电感(L1)并联连接，与电感(L1)并联连接的串联谐振器(S1)分割为串联连接的多个谐振器(S11～S13)。
文档编号H03H9/72GK102449907SQ20108002297
公开日2012年5月9日 申请日期2010年7月20日 优先权日2009年8月6日
发明者上田政则, 井上将吾, 原基扬, 堤润, 岩城匡郁 申请人:太阳诱电株式会社