专利名称：恒定电压到频率增益的压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种恒定的Kw (f胃为电压到频率的转换增益)的压控振荡器。
背景技术：
基于压控振荡器作为量化器u模数转换器是当今学术和工业阶的研究热点。很多高精度的应用都离不开ΔΣ模数转换器。随着应用的驱动，需要ΔΣ模数转换器不仅有较高的精度，同时也要有比较快的速度，能够实现对高带宽信号的处理。因为ΔΣ模数转换器
是一个用时间或速度换精度的转换器。因此如果要实现比较高的精度，ΔΣ模数转换器的过采样频率(采用频率和信号带宽二倍的比值)一定要比较的高。但是如果信号的带宽比较大，那么如果过采样率比较高，那么电路工作的速度可能到GHz，这超过了电路工作的极限。在过采样的频率不能很高的情况下，只能提高量化器量化位数。一般的ΔΣ模数转换器采用一位的量化器，因为一位的量化器是线性的。但是已经不能满足需求，采用多位的量化器要用的比较器是和位数指数增长的，因此会消耗很大的功耗。那么新型的基于压控振荡器的量化器能够很好的解决这个问题。目前基于压控振荡器的量化器主要存在的问题有两个，一个是功耗的问题，一个
是线性度的问题，这个线性度主要指的是压控振荡器的Iw。目前采用的压控振荡器是环
路压控振荡器，这种振荡器采用延迟单元串联在一起形成一个环路。环路的周期是和每个延迟单元的延迟时间有关，通过调节每个延迟单元的电压或是电流就可以调整延迟单元的延迟时间。这样周期就会发生变化，但是这种振荡器的问题在于延迟单元的延迟时间和控制的电压和电流并不是线性的。这种振荡器的频率不仅随着控制的电压变化，也会随着工艺，温度，电源电压的的变化而变化。这种变化最后会影响量化器的线性度，最终会影响整个模拟数字转化器的精度。综上分析，如何实现恒定的K·压控振荡器，并且K-不随着温度，电源电压，
工艺波动，是非常有意义的。恒定的￡胃压控振荡器不仅提高了量化器的线性度，提高了整个模数转换器的信噪比，而且符合摩尔定律的发展规律。随着工艺的发展和晶体管的缩小，压控振荡器的￡_也会增大，控振荡器的速度也会提高，那么量化器的分辨率也会相应的提闻。
发明内容
发明的目的在于提出一个恒定的压控振荡器，以用于基于压控振荡器的量
化器的ΔΣ模数转换器中。该恒定压控振荡器可以实现很好的电压到频率的线性度，并且有较小的功耗。
本发明提出的恒定的压控振荡器，包括至少一个电压到电流的线性转换
器，至少一个电压平均反馈网络，至少一个松弛振荡器，至少一个启动电路；其中
所述的线性转换器包括一个放大器，一个电阻和一个晶体管，放大器的一个输入端和该电阻的一端相连，放大器的输出端和比较器的输入端连接，构成一个反馈环路。所述的电压平均反馈网络包括一个电阻R，一个电容C，一个运算放大器M。该运算放大器M和电阻R、电容C形成有源的低通滤波器。电阻R的一端和运算放大器M —端相连，电阻R的另一端和晶体管M7，M8, M13，M14的源极相连。电容C的一端和电阻R的一端 相连，电容C的另一端和运算放大器M的输出相连。运算放大器M的一端与一个和温度无关的恒定电压相连。运算放大器M的输出与一个比较器的一端相连。所述的启动电路有两个反相器，其中，一个反相器的输入为复位信号，输出与另一个反相器的输入相连。另一个反相器的输出和一个与非门2输入相连。所述的松弛振荡器为左右对称，有至少一个充电回路和放电回路，充电回路由晶体管M2、M4，和电容Cl组成，晶体管M6是电容Cl的放电回路，晶体管M6的漏极和电容Cl一端连接，晶体管M6的栅极和与非门I的输出连接。晶体管M3是电流源接地的回路。晶体管M3的漏极和电容C2 —端连接，晶体管M3的栅极和与非门2的输出连接。晶体管M9，MlljP C2形成充电的回路，晶体管Ml 3是电容Cl的放电回路，晶体管Ml 2是电流源接地的回路。比较器I的一端和放大器2的输出相连，比较器2的一端和放大器2的输出相连，比较器2的另一端和电容C2相连。晶体管M7和M8是一个传输门，晶体管M13和M14是一个传输门。晶体管M5和MlO是开关管。晶体管M7的栅极和晶体管M5的漏极连接，晶体管MlO的栅极和晶体管MlO的漏极连接。晶体管M8的栅极和反相器3的输出相连，晶体管M14的栅极和反相器4的输出相连。与非门I和与非门2的输出分别与反相器3和反相器4的输入相连，与非门I的输入为复位信号、比较器I的输出、与非门2的输出。与非门2的输入为反相器2的输出、比较器2的输出、与非门I的输出。反相器3的输入为与非门I的输出相连，反相器3的输出和晶体管M8的栅极连接。反相器4的输入为与非门2的输出相连，反相器4的输出和晶体管M14的栅极连接。其结构如图2所示，其中，第一个部分是电压到电流的线性转换，第二部分是基于电压平均反馈控制的松弛振荡器。因为基于延迟单元的环形振荡器，其频率的改变主要是因为每个延迟单元延迟时间的改变。每个延迟单元的延迟时间是和负载的电容和通过延迟单元的电流有关。但是这些关系不是线性的，导致频率随电压或是电流的改变也不是线性的。为了解决这个问题，本发明首先输入的电压经过了电压到电流的线性转换。这个电流的
大小为丨Ri ,可以看到经过运算放大器的控制，使得输出的电流和电压时线性的关系。产生的和电压线性相关的电流被复制到松弛振荡器的核心振荡电流里面。比如经过晶体管M2对电容Cl进行充电。随着电容Cl上面电荷的积累，电容Cl电压在增加。当电容Cl的电压超过了比较器的的参考电压，比较就会翻转产生一个低电平。在这个低电平的触发下，晶体管M9会被打开,对电容C2进行充电，同时电容Cl会放电,这样比较器就输出了波形。这个频率可以用下面的公式进行计算
充电的电流为I，那么冲到比较器参考电压的时间为
权利要求
1.一种恒定的压控振荡器为电压到频率的转换增益，其特征在于包括至少一个电压到电流的线性转换器，至少一个电压平均反馈网络，至少一个松弛振荡器，至少一个启动电路；其中 所述的线性转换器包括一个放大器，一个电阻和一个晶体管，放大器的一个输入端和该电阻的一端相连，放大器的输出端和比较器的输入端连接，构成一个反馈环路； 所述的电压平均反馈网络包括一个电阻R，一个电容C，一个运算放大器M ;该运算放大器M和电阻R、电容C形成有源的低通滤波器；电阻R的一端和运算放大器M —端相连，电阻R的另一端和第七晶体管M7，第八晶体管M8，第十三晶体管M13，第十四晶体管M14的源极相连；电容C的一端和电阻R的一端相连，电容C的另一端和运算放大器M的输出相连；运算放大器M的一端与一个和温度无关的恒定电压相连；运算放大器M的输出与一个比较器的一端相连； 所述的启动电路有两个反相器，其中，一个反相器的输入为复位信号，输出与另一个反相器的输入相连；另一个反相器的输出和一个第二与非门输入相连； 所述的松弛振荡器为左右对称，有至少一个充电回路和放电回路。
2.根据要求I所述恒定I,“的压控振荡器，其特征在于所述的充电回路由第二晶体管(M2)、第四晶体管(M4)，和电容Cl组成，第六晶体管(M6)是电容Cl的放电回路，第六晶体管(M6)的漏极和电容Cl 一端连接，第六晶体管(M6)的栅极和第一与非门的输出连接；第三晶体管(M3)是电流源接地的回路；第三晶体管(M3)的漏极和电容C2 —端连接，第三晶体管(M3)的栅极和第二与非门的输出连接；第九晶体管(M9)、第十一晶体管(M11)，和电容C2形成充电的回路，第十三晶体管(M13)是电容Cl的放电回路，第十二晶体管(M12)是电流源接地的回路；第一比较器的一端和第二放大器的输出相连，第二比较器的一端和第二放大器的输出相连，第二比较器的另一端和电容C2相连；第七晶体管(M7)和第八晶体管(M8)是一个传输门，第十三晶体管(M13)和第十四晶体管(M14)是一个传输门；第五晶体管(M5)和第十晶体管(MlO )是开关管，第七晶体管(M7)的栅极和第五晶体管(M5)的漏极连接，第十晶体管(MlO)的栅极和第十晶体管(MlO)的漏极连接；第八晶体管(M8)的栅极和第三反相器的输出相连，第十四晶体管(M14)的栅极和第四反相器的输出相连；第一与非门和第二与非门的输出分别与第三反相器和第四反相器的输入相连，第一与非门的输入为复位信号、第一比较器的输出、第二与非门的输出；第二与非门的输入为第二反相器的输出、第二比较器的输出、第一与非门的输出；第三反相器的输入为第一与非门的输出相连，第三反相器的输出和第八晶体管(M8)的栅极连接；第四反相器的输入与第二与非门的输出相连，第四反相器的输出和第十四晶体管(M14)的栅极连接。
全文摘要
本发明属于模拟数字转换器技术领域，具体是调制器中的恒定电压到频率的转换增益的压控振荡器。本发明的压控振荡器包括一个电压到电流的线性转换器，一个电压平均反馈网络，一个松弛振荡器，一个启动电路；松弛振荡器在一个电压平均反馈环路的控制下，使得松弛振荡器的频率是和电流呈现线性关系而不受比较器的迟滞特性的影响。同时松弛振荡器的频率随工艺和温度波动也较小。因为电压到电流的转化可以做到线性，所以最终得到的亚控振荡器的是恒的数值，最终通过计数器把电压量化。本发明压控振荡器的线性度非常的好，使得最后模数转换器的信噪比不会因为振荡器的非线性而下降过多。
文档编号H03L7/099GK102624385SQ20121010791
公开日2012年8月1日 申请日期2012年4月13日 优先权日2012年4月13日
发明者任俊彦, 李宁, 许俊, 马顺利 申请人:复旦大学