专利名称：符号矢积自动频率控制环的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及用于将信号接收机的频率与信号发送机的频率相匹配的自动频率控制(AFC)电路，更特别地涉及符号矢积频率控制电路。
自动频率控制(AFC)频率锁定环主要用来将信号接收机的频率与信号发送机的频率相匹配。在相干解调中，一般采用锁相环(PLL)来估计频率和相位误差。“相位”被用来表示常数调制相位，该值被假设在比载波信号周期更长的一段时间上为常数。传统的PLL接收机电路通过将其内部时钟信号与所接收时钟信号相比较并调整来保持其同步。在模拟PLL中，内部时钟信号和所接收的时钟信号被提供给比较器，该比较器产生一个与时钟信号的相位差成比例的电压输出。每个输出脉冲被积分以产生一个电压，该电压被传送给一个压控振荡器以产生一个相位锁定的接收机时钟信号。最好的是，相位误差趋于一个很小的值，压控振荡器的频率保持为等于输入频率。
然而，PLL通常有一个以接收机时钟频率为中心的很窄的牵引范围，因此，在获取过程中，以及在大的频率误差存在的情况下，PLL的性能非常差。为了实现可靠运行，传统的PLL电路必须采用获取辅助电路，很不幸的是，该电路将会占据时钟恢复电路所需总电路的一半。从在IC芯片上实现电路的角度看，这是很昂贵的，在IC电路设计中，产品成本与芯片大小成比例。
在获取过程中，作为PLL的辅助，AFC可以被用来估计频率，如H.Megr和G.Ascheid在“数字通讯的同步”，WileyNew York，NY，1990中所讨论的那样。在各种电路性能和电路复杂度的实现中，可以有好几种类型的AFC电路，但是高性能矢积AFC电路特别适合于电话通讯应用。矢积AFC电路由F.Natali在”Noise Performance of Cross-Product AFC with Decision Feedback for DPSK Signals，”IEEETrans.Communications. vol 34，pp.303-307，March 1986；和F.Gardner在“Properties of Frequency Difference Detectors，”IEEE Trans，Communications，vol.33，pp.131-138，February 1985以及F Natali 在”AFC Tracking Algorithms，”IEEE TransCommunications，vol.32，pp.935-947August 1986中讨论。
一种在电话通讯应用中主要用来将信号接收机的频率与信号发送机的频率相匹配的AFC电路是一种差分AFC，其中通过差分获得了未知的频率偏移。
无线通讯蜂窝电话系统遇到的一个主要问题是来自多路径无线电信号对所接收无线电信号中的破坏性干扰，其中的多路径无线电信号是从地面障碍物，如建筑物和移动的车辆上反射回来的。这使得所接收的无线电信号表现为直达的基本信号与以不同衰减量和延迟量被反射的信号之和。
用于组合多路径无线电信号的RAKE概念首先在1958年被讨论并发表，但是RAKE接收机在Proakis著的数字通讯，McGraw-Hill，Inc.1995中得到更全面的讨论。RAKE接收机包括一组与用来执行发送机信息的CDMA调制的扩展码相匹配的相关器。在很好的选择扩展码的情况下，每条延迟路径都可以通过RAKE接收机独立的分枝电路或“手指”来独立解调。在每个“手指”将发送信号的一个独立反射解调之后，这些正确处理的信号成为附加信息的载体，其中的附加信息被构造组合以提高所接收无线电信号的整体信噪比(SNR)。
RAKE接收机比传统的接收机更适合于接收并处理反射的多路径无线电信号。因此，RAKE接收机一般在蜂窝电话接收机中应用，尤其是在美国的码分多路存取蜂窝电话接收机中。多路信号反射能够导致接收机和每个为无线电信号反射提供路径的反射物体之间相对运动的不同速度，并且接收机所得到的每个被反射无线电信号的频率将因多普勒位移而增加或降低。这种物理现象在日常生活中较为常见，比如在车辆接近然后离开听者时改变车辆汽笛的音调，因此，RAKE接收机应该很理想地补偿发送信号每个反射的多普勒位移。
在获取阶段，所接收的信号频率和本地振荡器之间的误匹配一般可以达到6KHz。在该阶段，只有一个专用的AFC检测器可以被用来校正频率误匹配。在稳定状态中，各种RAKE分支中的所有AFC检测器变为有效状态，并尝试跟踪各种因每个多路径反射引起的多普勒位移。
符号矢积AFC电路在用于蜂窝电话应用的RAKE接收机中运行的很好。在稳定状态中，移动站和基站(或在移交过程中的几个基站)之间的相对速度造成由于各种多路径信号中的多普勒位移而引起的不同的随机频率调制。多普勒位移是正还是负取决于移动站是移向还是远离基站。此外，在移动站附近移动的物体造成多路径信道中的时变多普勒位移。
符号矢积AFC算法的应用通过以恒定速度V移动的移动站来举例说明。频率中的视在变化，或多普勒位移由下面公式给出fd=vλcosθ----(1)]]>其中λ是无线电信号的自由空间波长，θ是移动站的运动方向和落到天线上的多路径波之间的空间角度。当移动站向传播多路径波移动时，多普勒位移为正，视在频率增加。相反地，当移动站移出传播多路径波时，多普勒位移为负并且视在频率下降。
在获取过程之后，所接收的信号被滤波并通过从所接收波中解调出载波频率而与基带(0IF)混合。然而，这种处理并没有从所接收的信号中除去多普勒频率位移(或偏移)。信号路径中的多普勒频率偏移的存在能够明显地降低无线电接收机的性能。例如符号矢积AFC算法的算法能够被用来除去不希望的频率偏移。
在用于RAKE接收机应用的差分AFC电路中存在不同等级的复杂度。在一个平衡离散自动调相线路AFC环(此后称为AFC环)中通过差分获得了未知的频率偏移量。参考
图1，最佳相位估计器100传统结构包括乘法器102和104，积分器106和108以及一个反正切函数110，所接收的信号y(t)可以被表示为y(t)＝A sin[ωt+(ω-ω)t+θ]+n(t)(2)其中ω是本地振荡器(没有给出)的频率，A是由信道的衰落特性造成的时变增益。将ω-ω项与未知的常数载波相位θ组合成一个未知的时变相位θ(t)，等式(2)可以被重写为(3)。
y(t)＝A sin[ωt+θ(t)]+n(t) (3)
在无噪声情况下，积分器(或低通滤波器)106和108的输出由下式给出yc(t)＝A cosθ(t(4)ys(t)＝A sinθ(t)(5)最佳相位估计器结构100所采用的积分器106和108可以用与乘法器102和104相比需要相对较少晶体管的电路实现。反正切函数也可以用与乘法器102和104相比需要相对较少晶体管的电路实现。如果用集成电路实现的话，一般为浮点乘法器电路的乘法器102和104需要大量的晶体管和相应较大的芯片面积。
图2描述了一种以前技术的差分AFC电路200，该电路由乘法器202，204，模-数转换器206，208，积分器210，212，欠采样电路214，216，延迟电路218，220，乘法器222，224，加法器226，放大器228，环路滤波器230，跟踪并保持采样器232，数-模转换器234和压控振荡器(VCO)236构成。
所接收信号y(t)首先被输入到频率鉴别器240。乘法器202和204起相关检测器的作用。在无噪声情况下，所接收信号与sin(ωt)和cos(ωt)互相关以给出各自的输出sin[(ω-ω)t]和cos[(ω-ω)t]。然而，在噪声存在的情况下，正弦和余弦项被附加的宽带噪声项所污染，该噪声在-5dB的情况下趋于淹没原始的正弦信号。当与整个噪声带宽相比时，所希望的信号(正弦)非常接近于基带。为了消除噪声并增加SNR，通过积分器210和212以及欠采样电路214和216，相关信号被处理。所产生的信号被抽取以降低采样率，并且只有平均噪声衰减样本被保留。信号yc和ys被传递通过由两个延迟电路218和220，两个乘法器222和224和一个加法器226形成的差分电路，产生频率误差fe的估计值。频率误差信号fe然后被传递给放大器228，环路滤波器230，跟踪并保持采样器232和数-模转换器234，以产生为频率偏移量估计值的输出，该输出又被传送给压控振荡器(VCO)236。VCO236的输出被作为输入反馈到频率鉴别器240或中间频率(IF)振荡器(没有给出)。
以前技术的符号矢积自动频率控制电路使用至少两个浮点乘法器222和224以实现频率鉴别器。浮点乘法器电路有几个缺点。因为它们的复杂度，浮点乘法器电路需要几千个晶体管，因此需要相当大的集成电路(IC)芯片面积用于实现该电路。乘法器所需的较大的IC电路面积提高了电源供应(电池)消耗和散热。而且，浮点乘法需要几个时钟周期，一般执行起来很慢。
出于这些和其它的原因，需要一个频率鉴别器能够在实现矢积自动频率控制环中避免使用乘法器。
本发明给出一种系统和方法，用来利用矢积自动频率控制(AFC)环来接收信号。本发明用符号门电路来代替以前技术所使用的乘法器，这样极大的简化了AFC频率锁定环的硬件和软件实现。
所接收的信号首先被输入到起相关检测器作用的乘法器；即，所接收的信号与sin(ωt)和cos(ωt)进行互相关，其中ω是接收机中本地振荡器的角频率。乘法器分别产生互相关信号输出sin[(ω-ω)t]和cos[(ω-ω)t]。这些信号然后通过模-数转换器。为了除去噪声并提高信噪比(SNR)，这些信号分别通过各自的积分器和欠采样电路。然后，这些信号会通过包括一个符号限制器(slicer)，两个符号门电路，两个延迟电路和一个加法器的AFC环来给出频率误差的估计值。
符号限制器保留余弦信号的符号，该符号包括最高有效位(MSB)。以前技术的I路径(“同相”路径)和Q路径(“正交”路径)乘法器被两个符号门电路代替。每个符号门电路的输入是正弦信号ys和余弦信号yc的MSB。符号门电路的输出确定所产生正弦信号ys的符号；因此符号门电路起符号乘法器的作用。如果余弦信号yc为正，那麽正弦信号ys不加任何改变地通过。另一方面，如果余弦信号yc为负，那麽所产生的正弦信号ys被旋转90度(即，乘以负1)。
两个符号门电路的输出被加法器电路相加。加法器的输出为频率误差的估计值，该值通过一个欠采样器，一个延迟电路，一个环路滤波器，一个跟踪并保持采样器和一个数-模转换器被传递给压控振荡器。该压控振荡器的输出为所接收信号y(t)的互相关提供正弦和余弦信号。
图1是以前技术的最佳相位估计器结构的电路图；图2给出用于以前技术的差分AFC；图3是根据本发明的优选实施方案的符号矢积AFC环配置的电路图；图4是用于图3中电路的符号门电路的电路图；图5是图4的符号门电路的逻辑函数表。
图3将优选实施方案中的本发明表示为一个由乘法器302和304，模-数转换器306和308，积分器310和312，欠采样器314和316，符号限制器318，延迟电路320和322，符号门电路324和326，加法器328，欠采样器330，延迟电路332，环路滤波器334，跟踪并保持采样器336，数-模转换器338和压控振荡器(VCO)340构成的AFC电路300。
图2中以前技术的AFC电路200中的浮点乘法器222和224被改进AFC电路300中的符号门电路324和326替换。符号门电路324和326的使用极大地简化了AFC电路300的实现，同时保留以前技术AFC电路200的大部分的准确性(对于小的环路带宽而言)。
所接收信号y(t)首先被输入到乘法器302和304，它们起相关检测器的作用；即，所接收信号y(t)与sin(ωt)和cos(ωt)进行互相关，乘法器的输出变为各自模-数转换器306和308的输入。对于无噪声的情况，乘法器302和304产生互相关的信号输出sin[(ω-ω)t]和cos[(ω-ω)t]。然而，在噪声存在的情况下，正弦和余弦项被附加的宽带噪声项所污染，其中的噪声在-5dB的情况下趋于淹没原始的正弦信号。当与整个噪声带宽相比时，所希望的信号(正弦)非常接近于基带。该电路的输出一般由模-数转换器306或308的信号输出中选出。为了平滑去噪声并增加SNR，来自模-数转换器306或308的信号输出被传递通过积分器310和312，以及欠采样器314和316。所产生信号ys和yc因此被抽取成低采样率，并且只有平均噪声衰减样本被保留。信号ys和yc然后被传递通过由符号限制器318，两个延迟电路320和322，两个符号门电路324和326和一个加法器328构成的AFC环360，产生频率误差的估计值D(Δω)。
符号限制器318保留从欠采样器314输出的信号yc的符号(即，最高有效位)。以前技术的两个乘法器222和224被两个符号门电路324和326替代。符号门电路324的输入是延迟电路320的余弦信号MSB输出和欠采样器316的输出。符号门电路326的输入是延迟电路322的正弦信号输出和符号限制器318的输出。符号门电路324和326的输出是加上符号的正弦信号。即，符号门电路324和326起符号乘法器的作用。如果余弦信号yc为正，那麽正弦信号ys不加任何改变地通过。另一方面，如果余弦信号yc为负，那麽所产生的正弦信号ys被旋转90度(即，乘以负1)。符号门电路324和326的输出被加法器328进行逻辑组合，加法器328的输出被施加到欠采样器330的输入端。欠采样器330抽取后的输出被施加到延迟电路332的输入端。延迟电路332的时间延迟后的输出被施加到环路滤波器334的输入端，环路滤波器334的输出被施加到跟踪并保持采样器336的输入端。跟踪并保持采样器336的累加输出被施加到数-模转换器338的输入端，数-模转换器338的模拟输出被施加到压控振荡器(VCO)340的输入端，来给出用来与所接收信号进行互相关的本地正弦和余弦信号。
图4给出一个具有输入信号y和d以及输出信号M的符号门电路324(符号门电路326相同)。优选的符号门电路324和326以软件实现，尽管本领域的技术人员将认识到这些门电路可以用组合逻辑等价实现。符号门电路324和326的输入y信号由延迟电路320和322的输出提供。符号门电路324和326的输入d信号由欠采样器316和符号限制器318分别提供。
图5给出图4中符号门电路324和326的逻辑表。如果输入信号y是“+P”并且输入信号d为1，那麽输出信号M为“+P”，这意味着输入信号y没有经过反转而被发送。当输入信号y是“+P”并且输入信号d为“-1”，那麽输出信号M为“-P”，这意味着输入信号y经过反转而被发送。当输入信号y是“-P”并且输入信号d为“1”，那麽输出信号M为“-P”，这意味着输入信号y没有经过反转而被发送。输入信号y是“-P”并且输入信号d为“-1”，那麽输出信号M为“+P”，这意味着输入信号y经过反转而被发送。
对于所建议的方法，符号矢积AFC环360的输出可以表示为D(Δω)≅[yc(n-1)sign{yc(n)}·sign{yc(n-1)}ys(n)]ΔT√[ys2(n)+yc2(n)]---(6)]]>或更简单的为D(Δω)≅1ΔT-[sin{(n-1)(ΔTΔω)}sign{yc(n)}-sign{yc(n-1)}sin{n(ΔTΔω)}]---(7)]]>当且仅当Δω等于0时，在不存在噪声的情况下，对于不止一个的连续样本来说，误差信号等于0。在这种情况下，符号矢积AFC环360很好地跟踪多普勒位移并很有效地从系统中清除任何不希望的频率偏移。模糊状态(其中余弦项为0)并不存在，因为从符号限制器电路输出的信号只能是两种状态之一，即-1或+1。在噪声存在的情况下，一旦频率偏移已经被消除了，误差将趋于0。对于较小的环路带宽，该方法的整个环路性能与图2中以前技术的环路是可比的。这已经通过使用工业标准IS-95类型的信号的仿真所证实了。
这里描述的示例实施方案是用于举例说明的，而无意于作出限制。因此，该领域的技术人员将认识到在不偏离下面权利要求定义的范围和思想的前提下，其它的实施方案也可以实践。
权利要求
1.用于匹配输入数据信号的频率的自动频率控制(AFC)电路(300)，包括符号限制器(318)，该限制器被耦合用来接收输入数据信号的相关余弦函数，并产生表示该余弦函数的符号值的输出信号；第一(324)和第二(326)符号门电路，它们被并行耦合到符号限制器(318)用来将符号限制器输出与输入数据信号的相关正弦函数进行逻辑组合以分别产生第一和第二符号门电路输出信号；信号加法器(328)，该加法器被耦合来接收第一和第二符号门电路输出信号用来在输出端产生一个用于产生所述相关正弦函数和余弦函数的误差信号。
2.权利要求1的电路，还包括在所述符号限制器(318)和所述第一符号门电路(324)之间耦合、用来将输入到所述第一符号门电路的所述符号限制器输出信号延迟的第一延迟电路(320)；被耦合用来将输入到所述第二符号门电路(326)的所述相关正弦函数延迟的第二延迟电路(322)。
3.权利要求2的电路，还包括包括一个与所述加法器(328)的所述输出端耦合的输入端和用来输出滤波后误差信号的输出端的环路滤波器(334)。
4.权利要求3的电路，还包括一个压控振荡器(340)，它包括与所述滤波器(334)的输出端耦合的输入端；用来输出余弦信号的第一输出端和用于输出正弦信号的第二输出端。
5.权利要求4的电路，还包括包括一个输入端和一个输出端的转换器装置(338)，其中的输入端被耦合用来接收所述滤波后误差信号的数字形式，其中的输出端被耦合用来将等价于所述数字信号的模拟信号输出到所述压控振荡器(340)的输入端。
6.权利要求5的电路，其中所述的转换器装置(338)包括一个数-模转换器。
7.权利要求5的电路，还包括用来将所述余弦信号与所述输入数据信号相乘以产生所述相关余弦函数的第一相关器(302)；有一个被耦合用来接收所述相关余弦函数的输入端和一个用来输出数字化相关余弦函数的输出端的第一模-数转换器(306)；用来将所述正弦信号与所述输入数据信号相乘以产生所述相关正弦函数的第二相关器(304)；有一个被耦合用来接收所述相关正弦函数的输入端和一个用来输出数字化相关正弦函数的输出端的第二模-数转换器(308)。
8.权利要求7的电路，还包括第一滤波器装置(310，314)，它们被耦合在所述第一模-数转换器(306)和所述符号限制器(318)之间用来接收所述数字化相关余弦函数并输出一个滤波后的相关余弦函数；以及第二滤波器装置(312，316)，它们被耦合在所述第二模-数转换器(308)和所述第二延迟电路(322)之间用来接收所述数字化相关正弦函数并输出一个滤波后的相关正弦函数。
9.权利要求8的电路，其中所述第一滤波装置(310，314)和所述第二滤波器装置(312，316)中每一个都包括一个相应的积分及欠采样器。
10.权利要求8的电路，还包括一个欠采样器(310)，用来接收所述误差信号并输出一个被抽取后的误差信号；以及一个跟踪并保持电路(336)，包括一个被耦合用来接收所述滤波后误差信号的输入端和一个用来产生累加误差信号的输出端。
11.权利要求10的电路，还包括一个延迟电路(332)，该电路包括一个被耦合用来接收所述抽取后误差信号的输入端和用来输出延迟后误差信号的输出端。
12.权利要求11的电路，其中所述数字化相关余弦函数和所述数字化相关正弦函数中的一个可以用作基带信号。
13.权利要求1的电路，还包括积分及欠采样器(310，314)，该采样器具有一个用来接收所述余弦函数的数字化形式的输入端和一个用来输出所述相关余弦函数的输出端。
14.权利要求13的电路，还包括环路滤波器(334)，它包括一个被耦合到所述延迟电路(332)的所述输出端用来接收所述延迟后信号的输入端和一个用来输出滤波后误差信号的输出端。
15.权利要求14的电路，还包括延迟电路(332)，它包括一个被耦合用来接收所述误差信号的函数的输入端和一个用来输出延迟后信号的输出端。
16.权利要求15的电路，还包括数-模转换器(338)，用来接收数字信号并输出所述数字信号的模拟等价物，它包括一个被耦合用来接收由所述环路滤波器装置的输出端产生的所述滤波后误差信号的输入端和一个用来输出模拟误差信号的输出端；压控脉冲发生器(340)，它包括一个被耦合用来接收由所述模-数转换器的所述输出端产生的所述模拟误差信号的输入端，一个输出余弦脉冲信号的第一输出端和一个输出正弦脉冲信号的第二输出端；第一乘法器(302)，用来将所述余弦脉冲信号与所述输入数据信号相乘以产生所述输入数据信号的所述余弦函数；以及第二乘法器(304)，用来将所述正弦脉冲信号与所述输入数据信号相乘以产生所述输入数据信号的所述正弦函数。
17.权利要求1的电路，还包括一个模-数处理器(308)，该处理器有一个用来接收所述输入数据信号的所述正弦信号的输入端和一个用来输出数字化正弦函数的输出端，其中的数字化正弦函数是所述输入数据信号的所述正弦函数的模-数转换。
18.有一个AFC电路的蜂窝电话接收机，包括第一相关器装置(302)，用来产生输入所说数据信号的相关余弦函数；第二相关器装置(304)，用来产生输入所说数据信号的相关正弦函数；符号限制器(318)，被耦合到所述第一相关器装置用来产生一个表示相关余弦函数的符号值的符号信号；符号门电路装置(324或326)，被耦合到所述符号限制器装置用来接收所述的符号信号并在输出端输出一个输出信号，该输出信号用于产生被耦合到所述第一和第二相关器装置的至少一个的输入信号。
19.有一个AFC电路的蜂窝电话接收机，包括第一相关器装置(302)用来产生输入数据信号的相关余弦函数；第二相关器装置(304)用来产生所述输入数据信号的相关正弦函数；符号限制器(318)，它被耦合到所述第一相关器装置用来产生一个表示相关余弦函数的带符号值的输出信号；第一(324)和第二(326)符号门电路，它们中每一个都有一个被耦合用来接收符号限制器输出信号的第一输入端，和一个被耦合用来将误差信号传送到第一和第二相关器的输出端。
20.权利要求19的电路，还包括压控脉冲产生器(340)，它包括一个被耦合用来接收与所述误差信号成比例的输入信号的输入端和一个输出余弦脉冲信号的第一输出端和输出正弦脉冲信号的第二输出端；第一乘法器(302)，用来将所述余弦脉冲信号与所述输入数据信号相乘以产生所述输入数据信号的余弦函数；以及第二乘法器(304)，用来将所述正弦脉冲信号与所述输入数据信号相乘以产生所述输入数据信号的正弦函数。
21.权利要求19的电路，其中所述第一符号门电路(324)的第一输入端接收所述相关正弦函数，并且其中所述第一符号门电路有一个第二输入端，用于接收所述输入数据信号的所述相关余弦函数的最高有效位的时间延迟输入，该电路包括信号加法器(328)，具有耦合到所述第一符号门电路的所述输出端的第一输入端；耦合到所述第二符号门电路的所述输出端的第二输入端；用于产生所述误差信号的输出端。
22.权利要求21的电路，还包括一个模-数转换器(306)，该转换器包括一个用来接收所述输入数据信号的所述余弦函数的输入端和一个用来输出作为所述余弦函数的模-数转换结果的数字化余弦函数的输出端。
23.权利要求22的电路，还包括一个积分及欠采样器(310，314)，该采样器包括用来接收所述数字化余弦函数的输入端和用来输出所述输入数据信号的所述相关余弦函数的输出端。
24.权利要求22的电路，还包括延迟电路(332)，它包括一个被耦合用来接收所述误差信号的函数的输入端和用来输出延迟信号的输出端；以及环路滤波器(334)，它包括一个耦合到所述延迟电路的所述输出端用来接收所述延迟后信号的输入端和一个用来输出滤波后误差信号的输出端。
25.权利要求22的电路，还包括一个欠采样器(330)，用来接收所述误差信号并输出抽取后的误差信号；延迟(332)，用来接收所述抽取误差信号和输出延迟后的误差信号；一个环路滤波器(334)，它包括一个耦合到所述延迟电路的所述输出端的输入端和用来在所述环路滤波器的所述输出端产生一个频率误差信号的输出端；一个跟踪并保持采样器(336)，它包括一个被耦合用来接收所述的频率误差信号的输入端和一个用来产生放大的频率误差信号的输出端。
26.一种用于输入数据信号的自动频率控制的方法，包括下面步骤将输入数据信号与正弦信号进行相关处理(302)以产生输入数据信号的相关正弦函数；将相关正弦函数进行滤波(318)以产生表示该相关函数的符号的符号信号；对符号信号从逻辑上施加一个正弦函数以产生符号函数输出；以及将所述符号函数输出滤波(334)以产生所述用于对输入数据信号进行相关的所述正弦信号。
27.操作权利要求26的自动频率控制(AFC)接收机的方法，还包括创建(308)所述输入数据信号的数字化相关正弦函数的步骤。
28.操作权利要求27的自动频率控制(AFC)接收机的方法，还包括利用积分及欠采样器(312，316)用来对所述数字化相关正弦函数进行抽取并产生所述输入数据信号的抽取后的数字化相关正弦函数的步骤。
29.操作权利要求27的自动频率控制(AFC)接收机的方法，还包括以下步骤将两个门电路的输出组合(328)以产生误差信号；将所述误差信号延迟(332)以产生延迟后的误差信号；以及将所述延迟后的误差信号通过环路滤波器进行滤波(334)以产生环路滤波输出信号。
30.操作权利要求29的自动频率控制(AFC)接收机的方法，还包括以下步骤将与所述环路滤波输出信号成比例的输入信号施加给压控脉冲发生器(340)以产生具有余弦分量和正弦分量的脉冲信号；将所述余弦分量与所述输入数据信号相乘(302)以产生所述输入数据信号的余弦函数；将所述正弦分量与所述输入数据信号相乘(304)以产生所述输入数据信号的正弦函数。
31.利用电话接收机用来接收输入数据信号的方法，包括以下步骤将所述输入数据信号的数字化余弦分量的最高有效位分离(318)出来并输出该最高有效位；利用第一符号门电路(324)来接收所述输入数据信号的时间延迟后的数字化正弦分量并接收所述最高有效位并产生第一带符号的输出信号；利用第二符号门电路(326)来接收所述输入数据信号的数字化正弦分量并接收所述最高有效位的时间延迟输入并产生第二带符号的输出信号；将第一带符号的输出信号与第二带符号的输出信号相加(328)以产生频率误差信号；将频率误差信号延迟(332)以产生延迟后的误差信号；将所述延迟后的误差信号通过环路滤波器进行滤波(334)以产生滤波后的延迟信号；将所述滤波后的延迟信号通过数-模转换器进行转换(338)以产生数字化的延迟信号；利用压控脉冲产生器(340)来接收所述数字化延迟信号并输出具有余弦分量和正弦分量的脉冲信号；将所述余弦分量与所述输入数据信号相乘(302)以产生所述输入数据信号的余弦分量；将所述正弦分量与所述输入数据信号相乘(304)以产生所述输入数据信号的正弦分量；将所述余弦分量输入到模-数转换器(306)以创建所述输入数据信号的二进制余弦分量；将所述正弦分量输入到模-数转换器(308)以创建所述输入数据信号的二进制正弦分量；利用积分及欠采样器(310，314)对所述二进制余弦分量进行抽取从而产生所述输入数据信号的所述数字化余弦分量；利用积分及欠采样器(312，316)对所述二进制正弦分量进行抽取从而产生所述输入数据信号的所述数字化正弦分量。
全文摘要
一种复杂度降低的自动频率控制环(AFC)用来将接收机的频率与发送机的频率相匹配。所接收的输入信号与压控振荡器的正弦和余弦信号相乘,并被进行数字化和滤波,所接收输入信号的余弦函数的符号(最重要比特)被符号限制器电路分离出来以便为两个符号门电路提供输入。两个符号门电路的输出被相加以产生频率误差的估计值,该值被用来控制压控振荡器以便与所接收信号的频率相匹配。通过利用符号限制器电路和符号门电路,实现AFC环所需的乘法器电路的数量与以前技术相比被降低。
文档编号H03L7/06GK1273710SQ99800743
公开日2000年11月15日 申请日期1999年3月17日 优先权日1998年3月20日
发明者A·罗菲尔 申请人:皇家菲利浦电子有限公司