扩频无线基站中检测带内干扰的方法和系统的制作方法

专利名称：扩频无线基站中检测带内干扰的方法和系统的制作方法
背景技术：
I.发明领域本发明涉及无线电信。具体来说，涉及一种无线基站中对带内干扰进行实时检测和定位识别的新颖方法及装置。
II.相关技术说明由于将蜂窝电话引入市场，便携式电话的用量得到极为迅速的增加。但无线电话应用可用的频谱并未增加得象用户基站那么快。最后无线电话服务的用户数目开始超出用高级移动电话系统(AMPS)技术的无线基础设施的容量。为应对这种不平衡，象Qualcomm这样的先驱公司开发了无需另外的频谱但提供呼叫容量比AMPS所能提供的更多的途径。
诸如用码分多址(CDMA)的某些情况下，这种效率的提高伴随着无线设备复杂度的增加。通过将功能强大的专用集成电路及微处理器技术组合到手机和基站设备两者当中，这种高级无线系统可利用功能更强大的数字信号处理及通信系统技术来实现更好的信号质量以及容量。码分多址通信系统已由美国电信业协会TIA/EIA/IS-95-A“双模式宽带扩频蜂窝系统的移动台-基站兼容性标准(MOBILESTATION-BASE STATION COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODEWIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM)”所规范，此后将该标准称为IS-95，并在此引用作为参考。
任何无线通信系统中都发生的某些问题，会降低频谱的呼叫承载容量。这种问题之一是引入到供无线系统使用的保留频谱的干扰发送或阻塞发送。与无线系统无关的发射机可能因有意或无意地将未经授权的信号发射进入到无线系统的保留频谱中，导致这种干扰发送。当任何无线系统固有的热噪声所导致的干扰不可避免时，可通过关闭干扰发射机消除干扰信号，回收所造成的丢失容量。当然，只有在检测到干扰信号之后才可能迫使干扰发射机所有者停止发送。有时还需要干扰的文档证据。
但在一个大规模、复杂的无线系统中，检测干扰并不总是很容易的。干扰可能偶尔发生，而且难于跟踪。目前无线基站通常不具备内置的对其所接收信号进行频谱分析的能力。目前流行的检测干扰的方法要求，通过对系统的呼叫容量以及掉话记录进行分析，先推测存在干扰。当一基站遇到较差呼叫质量或无法解释的高掉话率时，现场技术人员可携带外部频谱分析设备至有疑问的基站，并将它与接收天线系统连接。这种频谱分析仪未组建到每一基站当中主要是因为，这种设计会在已经是成本竞争性市场中需要使基站成本增加。干扰检测所用的外部频谱分析仪通常没有至无线系统网内处理器的连接，因此现场技术人员必须以离线和人工方式收集、分析频谱分析数据。用这种方法会难于检测只偶尔发生的干扰信号，因为它们出现时必须要取得频谱测定结果来加以检测。此外，即便用这种方法检测到这样一种干扰信号，现场技术人员根据单个基站收集的数据也得不到有关干扰位置的信息。
大多数无线接收机对占用预定频带的信号进行解码。因为该原因，通常使所接收信号通过一带通滤波器，消除无线系统保留频谱以外的信号。这种无线系统中许多接收机还配备有自动增益控制(AGC)模块，它使来向信号衰减到较好地适合后续接收机电路的动态范围。这种AGC模块使所接收信号衰减，使之不超过后续取样电路的动态范围，造成通常称为“箝位”的信号畸变。本发明一较佳实施例中，用AGC公式将所处理信号的均方根(RMS)值保持为预定常数值。无法通过带通滤波消除处于分配给无线系统的频谱中的干扰信号。这种带内干扰将使得AGC电路使所接收信号比没有干扰时衰减得更多。结果通常是一信号，其功率频谱密度所具有的形状可以与没有带内干扰分量的信号其形状相区别。
用诸如CDMA这种扩频信号的系统中，所有用户单元用相同频段将信号发送至基站，造成彼此间的相互干扰。CDMA系统中，通过将所有用户台限制为发送在基站处维持预定的所接收的SNR所需的最低功率，来使呼叫容量最大。带内干扰使得每个用户台必须克服以获得此SNR的噪声电平增加，因此迫使每个用户台以更高功率电平发送。
用户发射功率的增加引起几个问题，包括电池耗电的增加，这造成用户台待机时间和通话时间减少。这还造成对邻近基站覆盖区中运作的用户另外的干扰。在逐步升级的功率竞争中，那些邻近基站中运作的用户通过增加其发射功率来响应。
此外，接近无线基站覆盖区边界的用户台可能已经在按其最大电平发射。若这种用户台不能够发射足够的功率以维持基站接收机处可接受的SNR，就将丢失至该基站的链路。因此，由于使维持覆盖区边缘附近的SNR水平所需的发送功率电平提高，干扰可能实际使无线基站的有效反向链路覆盖区收缩。
许多CDMA系统中，故意使基站的正向链路半径减少，以便与因反向链路负载所发生的反向链路半径的收缩相匹配。因此，干扰信号还可能导致无线基站的有效正向链路覆盖区的收缩。转让给本发明受让人、并在此引用作为参考的发明名称为“蜂窝区通信系统中使正向链路越区切换边界相对于反向链路越区切换边界平衡的方法和装置(METHOD AND APPARATUS FOR BALENCING THEFORWARD LINK HANDOFF BOUNDARY TO THE REVERSE LINK HANDOFFBOUNDARY IN A CELLULAR COMMUNICATION SYSTEM)”的美国专利U.S.Pat.No.5,548,812中进一步揭示了正向与反向链路单元区半径间的平衡。
随发送用户台数目的增加，干扰检测变得愈加困难。难度增加是因为干扰体现为总接收功率中更加小的百分比，使之更容易隐藏。由于该原因，非常希望有一种能够在呼叫活动自发平静期间分析所接收频谱的内置频谱分析仪。
发明概述本发明涉及一种对基站成本的影响可忽略的同时提供对带内干扰实时、持续检测的方法和装置。这种实时频谱分析，对用于诸如所有用户用相同发射频段的CDMA这种宽带无线系统特别有利。除了提供干扰检测以外，本发明还允许增加硬件及系统诊断能力。
随着象CDMA这种先进技术的出现，愈来愈多的处理功能正被设计到现代无线基站当中。或许可用单个微处理器和模拟设备机架设计较早的AMPS基站的时候，则要用三十个或更多个包括时钟速度超过60MHz的强大功能的微处理器来设计现代CDMA基站。本发明以现代无线基站所具有的处理能力远远足以执行复杂信号分析这种认识为基础。将基站设计为用户台信号解调过程中所用的数字取样流也可用于现有处理器的数字信号处理。
生成所需数字取样的可能选项包括只采用仅用I分支数据或Q分支数据进行的实数输入数据FFT(快速傅利叶变换)；以及用I分支和Q分支两者中的数据进行复数输入数据FFT。
实数输入数据FFT具有每一FFT需较少数据和处理的优点，因为若具有实数数据，用某些技巧可以做到“一个FFT的成本来执行几乎两个FFT”。另一选项则具有这样的优点，允许检查F0-Fs/2至F0+Fs/2的“完整频谱”，其中F0是CDMA中心频率，而Fs是(基带)取样速率。
目前重要的问题是在干扰检测灵敏度方面，选项A和选项B当中哪个较佳？令干扰功率为Pj，令热功率+用户功率为P。干扰功率将等值地分布于I分支和Q分支之间。热噪声本质上也将等值地分布在I和Q之间。由于OQPSK PN扩频性质，用户功率(＝来自发送电话的信号)也将等值地在I和Q之间平分。
对于实数输入数据FFT，热功率+用户功率P/2在0至C/2的带宽上扩展，而复数输入数据FFT中，热功率+用户功率P在带宽-C/2至C/2上扩展(C是约为1.25MHz的CDMA信号带宽)。这意味着对每种技术来说(带内)功率频谱密度将是相同的，功率频谱密度等于P/C。将相对于这“噪声本底(noise floor)”来设定干扰检测阈值，并且可得出这两种情况的干扰检测阈值将是相同的这一结论。但因为在I和Q分支之间等值地平分干扰功率，所以实数输入数据FFT的干扰功率将比复数输入数据FFT情况下的干扰功率小3dB。
用得到的频谱分析数据来识别干扰信号，其具有的功率频谱密度特征可与无线系统频带中合法用户发送的功率频谱密度特征相区别。通过用位置接近干扰发射机的数个基站比较这些基站所接收到的功率频谱密度，来估计干扰发射机的位置。
此外，用这种频谱分析数据来检测可表明硬件误动作或故障的异常接收频谱特征。
一旦检测到干扰信号或硬件误动作，基站会通过回程向位于基站控制器(BSC)中的网络管理器发送一相应的报警。网络管理器可以使来自多个基站的报警相关来评估干扰发射机的位置。
附图简要说明本发明的特征、目的和优点从下面结合附图给出的详细说明当中将更为清楚，所有附图中用相同标号作相应的标识，其中

图1是示出各种用户和带内干扰情形无线基站中所接收的功率电平的示意图。
图2是本发明较佳实施例处理过程的功能框图。
图3是包含箱体对齐的窄带干扰分量、对取样流用矩形窗的所接收频谱的FTT输出实例。
图4是包含非箱体对齐的窄带干扰分量、对取样流用矩形窗的所接收频谱的FTT输出实例。
图5是包含箱体对齐的窄带干扰分量、对取样流用汉宁(Hanning)窗的所接收频谱的FTT输出实例。
图6是包含非箱体对齐的窄带干扰分量、对取样流用汉宁(Hanning)窗的所接收频谱的FTT输出实例。
图7是宽带无线基站中可能发生的未取平均的FFT的图形实例。
图8是通过20组FFT输出取平均得到的结果的图形实例。
图9是无干扰时宽带无线基站所处理的额定接收频谱的理想实例。
图10是包括带内干扰所贡献的功率在内、宽带无线基站所处理的接收频谱的理想实例。
图11是基站AGC模块具有硬件故障的宽带无线基站所处理的接收频谱的理想实例。
图12是包含干扰的接收频谱的理想实例。
图13是包括宽带干扰的接收频谱的理想实例。
图14示出无线网络的数个基站以及出现带内干扰时每个基站接收频谱的理想显示。
图15是本发明较佳实施例的构成图。
图16是示出图15中信号处理模块的子模块的示意图。
较佳实施例的详细说明无线系统一般具有许多基站，这些基站用无线系统所分配的频谱与用户台进行通信。每一基站接收包含热噪声的模拟信号和附近用户台发送的任何信号。诸如CDMA这种利用扩频技术的无线系统中，所有用户在相同的较宽反向链路频带内发送信号。这种反向链路频带中还可能存在不需要的干扰信号或阻塞信号。若这种干扰信号源自不属于该无线系统的发射机，它们便会具有允许将它们与属于该无线系统的信号相区别的频率特征。
图1示出带内干扰在CDMA无线系统上可能具有的效应。所示情形中，每一用户所接收的SNR保持为5％(或大约为-13dB)，干扰功率118是热噪声功率112的一半。这些图表示出的SNR和干扰功率仅作为示范，在实际无线系统中可有较大范围的改变。实际上，实际无线系统中所见到的噪声功率可比热噪声功率大得多。SNR=PU(pj+Pn)+(NU-1)PU---(1)]]>PU=SNR(Pj+Pn)1-SNR(NU-1)---(2)]]>SNR-基站接收机处的信噪比PU-从每一发送用户台接收到的功率Pj-从带内干扰接收到的功率Pn-从热噪声接收到的功率NU-发送用户台数目等式(1)和(2)中示出SNR、PU、Pn、Pj和NU之间的关系。图1中条形图表示下列情形中热噪声、干扰和用户单元所占的带内功率-无发送用户单元、无干扰102-一个发送用户单元、无干扰104-15个发送用户单元、无干扰106-一个发送用户单元、有干扰108-15个发送用户单元、有干扰110如图1所示，热噪声是白噪声，其功率通常在整个频率上为常数112。表示一个发送用户且无干扰的情形104中，用户台114只需发送足够的功率与热噪声112竞争。因此，SNR等于用户台功率114对热噪声功率112的比值。随着其它用户单元开始发送到同一基站，每一用户单元将在噪声电平上加上每个其它用户单元必须与其竞争的噪声电平。有15个发送用户单元和无干扰的情形106中，通过将热噪声112加到所有14个其它用户122所接收到的功率总和来计算任何所接收到的用户信号114的干扰强度。
存在干扰并且只有单个用户台在发送的系统108中，将对该单个用户单元进行功率控制，以提高发射功率使之足以维持所需的SNR。当这发生在有干扰和15个用户的系统110中时，全部用户单元必须提高其发射功率以补偿额外的干扰。因此，任何用户单元120必须维持一个发射功率电平，该发射功率电平与热噪声112、干扰118以及系统124中所有其它用户的组合功率成正比。若某些用户单元不能够发射足够的功率来维持所需的SNR，这种状况便导致掉话。即便提高功率要求来避免掉话，但功率126的提高将导致对邻近覆盖区内的用户台增加干扰。
图2示出用基站中现有硬件来检测带内干扰的处理过程的较佳实施例。模拟信号由基站天线系统接收，经过带通滤波和下变频至基带(未示出步骤)。本技术领域众所周知有多种执行带通滤波和下变频的技术。图2中示出的较佳实施例中，信号传送通过自动增益控制(AGC)模块204，使来向信号衰减使之以更为优化的方式处于取样电路的动态范围内。
然后经衰减的信号送至最好如模数变换器所实现的取样器208，来生成数字取样流。本发明较佳实施例中，取样器包括余弦和正弦数字混合器。模数变换器的输出送至生成复取样的余弦和正弦数字混合器。本技术领域中众所周知为复数基带取样这一技术，使后续信号分析改善3dB。
取样后，对I和Q数据流212执行复数快速傅利叶变换(FFT)之前，所生成的I和Q取样流先乘以加权窗口函数210。FFT将频谱分割成各自以分立、等间距频率值为中心的许多矩形子带或箱体(bin)。仅当发生于某一箱体的中心频率(也称为箱体对齐)时正弦信号分量的幅度才在FFT输出当中得到正确表示。若这种信号并非如此而是发生于两个相邻箱体之间(非箱体对齐)，该信号将在相邻的两个箱体中检测出，但分别以较低的幅度检测出。
图3示出其中输入取样未经过加权窗口、且取样包含其频率等于FFT箱体中心频率的正弦信号302的FFT的输出。图4示出其中输入取样未经过加权窗口、且输入信号包含其频率与两个相邻FFT箱体中心频率等距离的正弦信号402的FFT的输出。由图显而易见，非箱体对齐的正弦信号使得FFT对两个方向上的相邻频率箱体的频率分量进行检测。结果是一峰值较平并具有较小峰值幅度的频率脉冲。此外，非箱体对齐的信号使得所检测的功率脉冲404以及不与信号中心频率(诸如通带406的边缘处)相邻箱体中模拟部分(artifact)的底部变宽。
通过在执行FFT之前将轮廓函数(也称为加权窗口)用于取样流，可以使FFT对信号频率相对于FFT箱体的位移不敏感。本技术领域众所周知有包括汉宁(Hanning)窗口在内的数种加权窗口函数。图5示出的FFT输出，其中输入取样用Hanning窗口修改，取样包含其频率等于FFT箱体中心频率的正弦信号302。图6示出的FFT输出，其中输入取样用Hanning窗口修改，取样包含其频率与两个相邻FFT箱体中心频率等距离的正弦信号402。所有四种情形(图3-图6)显示的正弦信号分量幅度相等。与矩形窗304的底部相比，使用Hanning窗口使所检测的箱体对齐信号504的底部变宽，但当相同信号发生于两个箱体频率604之间时，曲线形状保持得更为一致。此外，加权窗口减小了箱体对齐502分量峰值和非箱体对齐602分量峰值之间的差异，并大大降低通带506和606边缘处见到的其它频率模拟部分。
继续对图2中较佳实施例的说明，FFT步骤212生成一组子带功率测定结果，每一测定结果表示FFT箱体中接收到的功率。通过对多组数字取样执行FFT，可如212所示收集数组子带功率测定结果，一起取平均。对多个FFT结果取平均生成一更为平滑的曲线，并使后续频率分析对信号噪声不敏感。干扰检测和系统诊断应用当中取平均是合适的，因为认为输入频谱比所检测信号噪声变化得更慢。图7是一示范性FFT输出的图形表示。图8是一类似组中一起取平均的20个示范性FFT取样组的图形表示。
对多组FFT输出214取平均后，所生成的子带功率测定结果经过分析216识别任何功率频谱异常。因为CDMA无线基站接收的是热噪声和近似于附加白高斯噪声(AWGN)的信号这两者的组合，所以所接收信号的额定功率频谱如图9中理想形式所示近似于限带白噪声频谱。如图所示，额定频谱在反向链路频带902以外本该几乎没有或根本没有能量。反向链路频带内所测定的功率频谱密度额定地保持为平坦的特征，或不变的信号能量本底904。本发明一较佳实施例中，用AGC模块使所接收信号衰减，使信号能量本底对于一额定输入信号保持为一可预测电平。
图10示出一所包含的窄带干扰1002处于反向链路频带1004内的信号其理想频谱图形。窄带干扰分量1006不可能包含足够功率对AGC 1006所设定的信号本底具有可测定效应，所以可通过寻找升高超过干扰检测阈值1008的任何峰值进行检测。
还可利用所要求保护的本发明来检测接收频谱形状改变的某些硬件问题。图11是AGC机制中存在故障的基站其理想的接收频谱图形。如图所示，频谱可能是合适的矩形形状，并包含在反向链路通带1104内。但如果在通带1102内的平均功率电平小于额定电平1106，则可表明AGC模块故障。一未示出的情形中，如果通带内的平均功率电平大于该额定值，也可检测出AGC故障。AGC模块对所接收信号的衰减不够会造成取样器的箝位，这会导致反向链路频带1104外检测到显著的频率分量。
干扰在相当宽的频带中发送的情况下，会对所接收信号有显著的干扰功率贡献，没有超过额定窄带干扰检测阈值的单个频率箱体峰值。这种情况下，按组评估多轮连续的子带功率测定结果，并相对于随每一轮长度变化的不同阈值进行比较。图12示出其具有的干扰分量1202扩展超过一轮多个子带1204的信号其理想的频谱图形。图中虽没有单个箱体其具有的功率大于单个箱体阈值1206，但当多个子带测定结果经过评估超过一多箱体阈值1208时干扰将仍可检测。
图13示出其具有的干扰分量1302占据一平坦较宽频带1304的信号其另一理想的频谱图形。同样，这种干扰虽然不能用单个箱体干扰检测阈值1306检测，但用宽带阈值1308将仍可检测。这种方法中，可对多组相邻频率箱体值在一起取平均，并根据该组中箱体数目与多箱体干扰检测阈值进行比较。
所具有的多个基站具备这种干扰检测能力的无线通信系统中，多个基站对反向链路频谱的分析还允许对干扰发射机位置进行估计。图14示出位于距干扰发射机1402不同距离的数个无线基站1404和1406。对每个基站示出其接收频谱1408的理想表示。最靠近干扰1402的基站1404按最大功率电平检测出干扰。距干扰1402较远的基站1406可以较低电平检出干扰，甚至根本检不出干扰。对这些测定结果以及对每个基站位置的掌握经过分析，提供对干扰发射机位置的估计。
图15以框图形式示出一基站干扰检测装置的较佳实施例。用带通滤波器(未图示)和下变频电路(未图示)处理基站天线系统(未图示)所接收到的模拟信号。然后由自动增益控制(AGC)模块1502使所生成的经过带通滤波和下变频的信号衰减，调节该信号使之处于取样电路的动态范围内。AGC模块1502的输出送至取样模块1504，接着将其输入到信号处理模块1506。如前面所述，取样模块1504可利用复取样，这种情况下，是将复取样流送至信号处理模块1506。本领域技术人员会理解，可用包括微处理器上或ASIC(专用集成电路)或可编程逻辑器件内运行软件在内的任何方法来实施信号处理模块。
图16示出一包含在信号处理模块内的子模块的示范性实施例。窗口模块1604中用Hanning窗口处理由I和Q表示的复取样。所生成的经过窗口加权的信号接着由FFT模块1606处理，执行复数快速傅利叶变换，并输出复数子带功率分量。通过在绝对值功率模块1608中对两个分量的平方求和得到复数子带功率分量的幅度。频谱分析模块1612分析之前，平均模块1610对所生成的数组子带功率测定结果进行收集和平均。
我们要求
权利要求
1.一种无线通信基站中检测带内干扰信号的方法，其特征在于，包括下列步骤(a)对所接收模拟信号执行下变频和带通滤波，以产生大致处于预定反向链路频带内的经过下变频和带通滤波的模拟信号；(b)对所述经过下变频和带通滤波的模拟信号执行自动增益控制，以产生其RMS幅度近似等于一预定值的第一经增益控制信号；(c)对所述第一经增益控制信号执行模数变换以产生数字取样流；(d)对所述数字取样流执行分析以产生与邻近频率子带相关联接收功率对应的第一组子带功率测定结果，每一子带表示一预定频谱分析频带其中一部分，所述频谱分析频带表示所述反向链路频带的超组；以及(e)执行对一组超出预定阈值的一个或多个相邻子带功率测定结果进行识别的频谱评估。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用快速傅利叶变换(FFT)执行所述分析。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括在执行所述分析前对所述数字取样流执行开窗口操作。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述开窗口操作利用一汉宁窗。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定阈值根据所述组中所述子带功率测定结果的数目变化。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括下列步骤对所述流的不同部分重复多次所述分析以产生多组子带功率测定结果；以及平均所述多组以产生用于执行所述识别和评估的第二组子带功率测定结果。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述预定阈值根据取平均的所述多组的数目变化。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述评估进一步包括识别任何组其中一个或多个子带功率测定结果处于所述反向链路频带内并小于一预定最低阈值的步骤。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述评估进一步包括识别任何组其中一个或多个子带功率测定结果处于所述反向链路频带外并大于一预定带外阈值的步骤。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述模数变换进一步包括执行复取样以产生所述数字取样流的步骤。
11.一种无线通信系统基站，其特征在于，包括一自动增益控制模块，用于使经过下变频和带通滤波的信号衰减，产生其具有的RMS幅度近似等于预定值的经增益控制信号；一模数变换器，以可操作方式与所述自动增益控制模块连接，或处理所述经增益控制信号的输出以产生数字取样流；一信号处理模块，用于处理所述数字取样流，以可操作方式与所述模数变换器连接，所述信号处理模块包括一时间频率变换器模块，用于分析所述流其中一部分，以产生与相邻的频率子带对应的所接收子带功率测定结果，每一子带表示发射频带其中一部分；一频谱评估模块，用于识别其中一个或多个相邻子带功率测定结果超出一预定阈值的任何组。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述时间频率变换器模块利用快速傅利叶变换(FFT)。
13.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频谱分析仪进一步包括一用于对所述数字取样流执行非矩形窗口操作的窗口模块。
14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述窗口模块利用一汉宁窗。
15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述预定阈值根据所述组中所述子带功率测定结果的数目变化。
16.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频谱分析仪进一步包括一子带功率平均模块，用于平均多组子带功率测定结果以产生供所述频谱评估模块用的第二组子带功率测定结果。
17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述预定阈值根据取平均的所述多组的数目变化。
18.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述模数变换器进一步包括用于执行复取样的装置，其中所述数字取样流是复数数字取样，所述时间频率变换器模块利用快速傅利叶变换(FFT)，而且所述数字信号处理模块进一步包括一绝对值功率模块，以可操作方式连接在所述时间频率变换器模块和所述平均模块之间，所述所接收子带功率测定结果由所述绝对值功率模块生成。
19.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频谱评估模块还识别任何组其中一个或多个子带功率测定结果处于所述反向链路频带内并小于一预定最低阈值。
20.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频谱评估模块还识别任何组其中一个或多个子带功率测定结果处于所述反向链路频带外并大于一预定带外阈值。
全文摘要
一种无线通信基站中所用的方法和装置,提供对带内干扰的实时、连续检测,但对基站成本的影响可忽略不计。除了提供干扰检测之外,还用本发明提供改进的硬件及系统诊断能力。干扰检测装置利用自动增益控制技术、数字取样以及数字信号处理,以识别所接收功率频谱密度曲线中的异常频率分量。还说明了利用复取样、复数快速傅利叶变换(FTT)以及汉宁(Hanning)窗口来改进干扰检测能力。所说明的对带内干扰定位的估计方法则利用多个基站经计算的所接收功率频谱密度曲线。
文档编号H04B1/707GK1346545SQ00806142
公开日2002年4月24日 申请日期2000年4月11日 优先权日1999年4月12日
发明者W·哈姆迪, L·马特, T·萨顿 申请人:高通股份有限公司