专利名称：均衡处理传输线路特性周期性波动的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及均衡处理传输线路特性周期性波动的方法和装置，具体涉及改变均衡特性的方法和装置，用以检测传输线路特性的波动、并根据传输线路特性的波动改变其均衡特性，传输线路特性的波动是周期性发生的，是由于在电力线通信用的调制解调器等设备中因连接到电力线上的家用电器例如开关式电源等的内部元件的开关而引起的。
在电力线通信系统中，光缆与高压配电线8-2相平行地设在从配电站8-1的接入节点8-11与架杆式变压器8-3内的调制解调器之间以便传送光信号，通信信号通过100V/200V低压配电线8-4、进户线8-5和室内配电线8-7在架杆式变压器8-3与房屋8-6之内的墙上插座上插入的调制解调器之间传送。
在这样的电力线通信系统中，低压配电线8-4可以看作是架杆式变压器8-3内的调制解调器的电感，而连接到低压配电线8-4的进户线8-5和室内配电线8-7可以看作是电容。此外，由于防噪声的电容器都连接在AC(交流电)100V线上因而各种家用电器呈现较大的容性负载。
为此，对架杆式变压器8-3来说，低压配电线8-4可以看作是低通滤波器(LPF)，于是出现了由于高频带成份大幅度衰减而使得连接到室内配电线8-7上的调制解调器的接收信号被噪声埋没了。虽然低频带成份不像高频成份衰减那样大，可是由于开关家用电器的电源或逆变器电路会释放出随机噪声(彩色噪声)，也使得低频成分埋没在大噪声之中，因而使低频成份的通信质量劣化。因此，为了实现以电力线为载体的高速数据通信，必须对噪声采取措施。
对于防止接收信号劣化所采取的措施有调频(FM)、移频键控(FSK)、移相键控(PSK)等传统的调制方法作电力线通信的调制解调器的调制方法，据说这些方法的抗噪声的能力很强。然而，由于电力线的噪声电平很高，所以这些调制方法只限于在1200bps(比特/秒)以下的低速应用中被采用。
此外，在电力线通信中还采用过扩频谱技术，可是在白噪声的环境下在S/N(信噪比)值变成负值时，传输能力急遽下降，数据传送最大只能达到100kbps(千比特/秒)，最坏的情况是通信中断。尝试过采用利用多载波调制方法的OFDM(正交频分复用)技术来避开噪声高的载波频段。
然而，开关家用电器中的电源和逆变器电路愈来愈普遍，在噪声和由于开关电源和逆变器电路而引起传送线路特性波动时，传统技术只能用于低速通信，不可能实现几兆bps的高速电力线通信。
开关家用电器的电源和逆变器电路的应用愈来愈普遍，在100V电源线上连接了防止噪声电容而使容性负载愈来越大，在这种情况下，传统技术不足以避开通信中的噪声。主动地解决噪声的发生和传输线路特性波动来提高信号的接收精度，才能更有效地实现高速通信。
上述的目的是借助于一种均衡处理方法而实现的。该方法包括以下步骤
根据接收信号，提取出关于传输线路特性周期性波动的信息；根据传输线路特性的波动情况，执行均衡处理同时切换均衡特性。
本发明的其它目的、特点和优点将通过结合附图阅读下文的详细描述就会更加明了。
图2A示出一种可消除低频带(固定频带)噪声的调制解调制器的结构示意图。
图2B示出奈奎斯特传输线路的解释图。
图3A和图3B示出了由于开关家用电器内部元件引起电力线传送线路特性的变化。
图4A至图4C示出在传送线路特性周期性波动时由电力线传送的信号点的示意图。
图5示出本发明的第一实施例。
图6示出本发明的第二实施例。
图7A示出根据本发明的用于检测传输线路特性波动的传送帧。
图7B示出一种基准(REF)信号点。
图8示出用于判断传送线路特性波动时间间隔的波动周期时间间隔判断单元的功能方框图。
图9A示出代表基准信号接收点变化的脉冲信号。
图9B示出脉冲信号(i)的解释。
图10A至图10C示出波动的周期信号矢量的相位调整与时间间隔判断的示意图。
图11示出更新X分量基准值REFx的功能方框图。
图2A示出可消除上文提到的低频带(固定频带)的噪声的调制解调制器的结构示意图。在图2A所示的结构图中，扰乱器(SCR S/R)扰乱发送信号(SD)，将该信号从串行转变为并行，再将该信号传送到矢量求和电路(G/N求和)。
矢量求和电路(G/N求和)把输入的并行信号从葛莱二进制代码(G)信号转换成为自然二进制代码(N)信号。矢量求和电路还执行矢量求和运算，这与接收侧用于检测相位的矢量求差电路(N/G求差)相对应。然后，把信号传送到发送信号产生部分9-1。
发送信号产生部分9-1产生发送信号点，它由矢量表示。在传送该发送信号时，由零点插入部分9-2对该发送信号插入零点信号。然后，由滚降滤波器(ROF1)进行波形整形，再由调制电路(MOD)对该信号进行调制，再由数/模转换电路(D/A)将数字信号转换成为模拟信号。此后，由低通滤波器(LPF)提取出含有电力线载波频带(10kHz至450kHz)的低频带信号，并传送到发送线路(TX-line)。
发送线路(TX-line)所发送的发送信号由对置的调制解调器从接收线路(RX-line)接收。预定的频带成份(在使用电力线载波的调制解调器时为10kHz至450kHz)由带通滤波器(BPF)提取出来，并将该信号由模/数转换电路(A/D)转换成为数字信号。这个数字表示的模拟信号由解调电路(DEM)解调为基带信号，再由滚降滤波器(ROF2)进行波形整形，尔后传送到定时提取单元(TIM)9-4。来自该定时提取单元(TIM)9-4的输出信号被传送到压控晶体振荡器(VCXO)型锁相环电路(PLL VCXO)。
VCXO型锁相环电路(PLL VCXO)提取出零点的相位，并将该零点的相位信号提供给模/数转换器(A/D)作为取样定时信号，还提供给接收部分中的时钟分配部分(RX-CLK)。
对于来自接收部分的滚降滤波器(FOR2)的输出信号而言，传输线路中噪音成份由噪声消除部分9-5消除掉，而后，代码之间的干扰由均衡器(EQL)消除掉，再由自动载波相位控制器(CAPC)调整相位，由判断电路(DEC)执行接收信号的信号判断，并将其判断结果输出给矢量求差电路(N/G求差)。
矢量求差电路(N/G求差)对发送部分所发送的自然二进制代码(N)执行矢量求差运算，所述的矢量求差运算是矢量求和电路(G/N求和)的反运算，矢量求差电路将该信号转换成为葛莱二进制代码(G)信号，然后将它发送到解扰器(P/S DSCR)。解扰器(P/S DSCR)把并行葛莱码转换成为串行信号，实施解扰处理。然后，该信号作为接收信号(RD)而被输出出去。
在发送部分中，发送时钟脉冲分配电路(TX-CLK)向零点插入部分9-2、数/模转换器(D/A)以及其它发送电路部分分配发送时钟。在接收部分，接收时钟脉冲分配部分(RX-CLK)从VCXO型锁相环电路(PLL VCXO)提取接收时钟，将接收时钟分配给噪声消除部分9-5以及其它接收电路部分。
只有从VCXO型锁相环电路(PLL VCXO)提取的零点相位信号通过接收时钟脉冲分配电路(RX-CLK)，该零点相位信号就是符号定时信号。虚线框之内的部分为奈奎斯特传输线路9-3。如图2B所示，该奈奎斯特传输线路9-3透明地传送信号，该信号中的信号点的时间间隔大于奈奎斯特时间间隔ND(1/384kB)。
上文描述了消除固定频带(低频带)噪音的调制解调器，在这种结构中，均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)假定传输线路特性是恒定的，借助于补偿每个频带信号的振幅或相位来执行均衡处理。
然而，如上所述，家用电器中的开关式电源与50/60Hz电源频率相同步地反复开关，使负载阻抗变化也同步于电源频率，于是，电力线的传输线路特性变化也同步于50/60Hz。
图3A和图3B示出由于家用电器内部元件的开关而引起传输线路特性变化的情形。图3A示出50/60Hz电源电压一个周期，一个周期内的时间间隔A处于“开”状态，时间间隔B处于“关”状态。
图3B示出，时间间隔A和B的传输线路特性。如图3B所示，时间间隔A和B的传输线路特性有很大区别。
图4A至图4C示出由电力线传送的信号点的示意图，其内传输线路特性周期性变化。图4A示出发送一个信号时的信号点(4个数值)。图4B示出“开”状态的时间间隔A的信号点和“关”状态的时间间隔B的信号点(4个数值)。图4C示出时间间隔A和B的接收信号点合并后的接收信号点。由于时间间隔A和B时的振幅和相位特性不同，故在各自时间间隔的信号点与原来的具有4个数值的信号点不同，因此用示波器显示这些信号点时，如图4C所示，显示出信号点的8个数值。
如上所述，由于开关式部件的开关会引起传输线路特性周期性变化，而使均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)不能精确地执行均衡处理，从而增加接收信号判断错误的频度。
创制了本发明就是为了解决上述问题。下文描述本发明总体布局。
本发明的均衡处理的方法包括以下步骤根据接收信号，提取有关周期性波动的传输线路特性波动的信息；根据传输线路特性的波动，执行均衡处理，同时切换均衡特性。
在上述方法中，提取信息的步骤可以包括以下步骤接收发送侧所发送的基准信号；利用该基准信号的相位或振幅的波动，检测传输线路特性的变化点。
此外，上述方法还可以包括以下步骤提取传输线路特性波动周期的基本频率信号；将该基本频率信号矢量化成为一个矢量，调整与两个变化点相对应的变化点矢量的相位，以使相位对于基准相位是对称的；再将该基本频率信号的矢量成份与一个基准值相比较；根据该比较步骤的比较结果，输出一个切换信号，用于切换均衡特性。
再有，上述方法还可以包括下述步骤对每个相应的接收信号按照传送线路特性波动的各个时间间隔分别执行均衡处理；将已执行均衡处理的各个相应的接收信号的错误相比较，根据上述比较步骤的比较结果，更新基准值。
下文描述本发明实施例。
图5示出本发明的第一实施例。第一实施例包括两个系统，每个系统包含一个均衡器(EQL)和一个自动载波相位控制器(CAPC)，其中一个系统与开关式电源的开关周期相同步地切换到另一个系统。
也即，将频率成份输出部分FFT的输出输入到第一选择开关(SEL1)，所述的频率成分输出部分用于将从噪声消除部分9-5输出的接收信号的频率成为进行输出，第一选择开关(SEL1)与代表前述的时间间隔A或B的信号相同步地把输入信号输出到第一和第二输出端子之中的一个。
第一均衡器(EQL1)和第一自动载波相位控制器(CAPC1)连接到第一选择开关(SEL1)的第一输出端子，第二均衡器(EQL2)和第二自动载波相位控制器(CAPC2)连接到第一选择开关(SEL1)的第二输出端子。
第一和第二自动载波相位控制器(CAPC1、CAPC2)的输出端连接到第二选择开关(SEL2)的输入端子。第二选择开关(SEL2)与表示前述的时间间隔A或B的一个信号相同步地选择二个输入端子之中的一个输入信号，并将被选中的信号输出出去。
图6示出本发明第二实施例。第二实施例只包括一个系统，该系统具有均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)，其中，设置在均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)中的关于均衡特性的参数与开关式电源的开关的周期相同步地变化。
也即，把来自FFT的输出输入到一个系统的均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)。另外，将用于时间间隔A和B的各自的均衡处理参数分别保持着，还设有一个选择开关(SEL)用于选择其中的一个参数。该选择开关(SEL)选择时间间隔A和B的均衡处理参数其中之一，并利用已选中的参数，与时间间隔A和B的切换周期相同步地将均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)进行设定，以便在每个时间间隔分别执行均衡处理。
图7A示出根据本发明的用于检测传输线路特性波动的传输帧的结构。如图7A所示，该传输帧在发送部分与接收部分之间进行接收和发送，其结构包括一个主帧，该主帧包括128个子帧，每个子帧为1/4.8kHz。
主帧中的头一个子帧被指定为“无传输能量的时间间隔”，用于测量噪声分布以便消除噪声。其余127个子帧被指定给数据信号。如图7B所示，基准信号(REF)被指定到这127个子帧的每个子帧的各信道(CH1至CH64)，REF信号的振幅和相位是预先确定的。在接收侧，根据已接收的REF信号进行判断，以确定当前状态是时间间隔A还是时间间隔B，并且与时间间隔的改变相同步地切换均衡器或设定和更新均衡处理参数。
已指定REF信号的信道对于每个子帧而言是在时间上彼此错开的，以便于将RFF信号指定给每个信道。
图7A示出信道CH1至CH64，它们对应于多载波调制方法中的每个载波。已指定的REF信号的数量和用于指定RFF信号的时间间隔是根据检测传输线路特性的波动时间间隔的精确度而适当确定的，这取决于传输线路特性波动的幅值。
图8示出用于判断传输线路特性波动的时间间隔的波动周期的时间间隔判断部分的功能方框图。在波动周期时间间隔判断部分中，功率计算部分4-1将图2所示的接收部分的滚降滤波器(ROF2)的输出信号转变成为一个标定值，而后，带通滤波器4-2提取出内含电力线电源频率两倍的频率成份(100Hz或120Hz)，因为经功率计算部分4-1执行平方计算后，变成原来频率的两倍。该频率成为波动周期的基本频率，它引起传输线路特性波动。带通滤波器4-2可以采用公知的二阶带通滤波器。
通过自动增益控制(AGC)电路4-3对带通滤波器4-2的输出信号执行自动增益调整，该信号而后与经历90°相位延迟电路4-4的信号相组合，使之矢量化。传输线路波动周期的矢量化信号的相位由相位调整部分4-5作相位调整。相位调整将在下文详细描述。
从发送侧发送到每个信道的REF信号如图7A所示，该信号是从高速傅里叶变换部分(FFT)输出的，该部分输出接收部分的每个信道的接收信号。这个信号输入到图8所示的波动周期时间间隔判断部分。
如图9A所示，时间间隔A的REF信号和时间间隔B的REF信号特性不同，时间间隔A和时间间隔B的信号其相位和振幅也不同。
参见图8，对来自高速傅里叶变换部分(FFT)的REF信号输入与经过延迟电路4-6的信号进行求差运算，以检测出已接收的REF信号的变化量。然后将表示该变换量的信号由功率计算部分4-7执行平方运算，再由变化点检测部分4-8作为脉冲信号i(表示变化点)输出出去。
参见图9B，脉冲信号(i)代表接收REF信号的变化点，指示传输线路特性从时间间隔A到时间间隔B或从时间间隔B到时间间隔A时的定时。图中虚线曲线SF2表示电力线电源频率之2倍的成份，实线曲线SF表示电源频率成份。主帧含有REF信号，为37.5Hz，这比电源频率的半周期还长些，故从时间间隔A变到时间间隔B和从时间间隔B变到时间间隔A全部发生在一个主帧内。当这种变化是借助于检测信号点而检测出来的，在这个信号点上，其相位和振幅在某种程度上都与先前的REF信号的接收点不同。
变化点检测部分4-8的输出信号(i)提供给开关部分4-9，用以控制开关部分的开和关。开关部分4-9在时间间隔A变到时间间隔B的时刻从相位调整部分4-5输出的矢量信号中提取Y分量，也即，开关部分4-9提取代表波动周期矢量的相位分量的信号(ii)，并将该信号输出给极性判断部分4-10。
极性判断部分4-10判断矢量信号的Y分量(ii)的极性，并根据极性，向积分器4-11输出“+1”或“-1”。积分器4-11对表示的极性信号进行积分，并把积分值输出给正弦/余弦(sine/cosine)计算部分4-12。正弦/余弦计算单元4-12把输入积分值当做相位角θ来计算正弦值SINθ和余弦值COSθ。从相位角θ转换为正弦值SINθ和余弦值COSθ按照以下级数展开式计算的COSθ＝1-θ2/2！+θ4/4！SINθ＝1-θ3/3！+θ5/5！相位调整单元4-5根据波动周期信号矢量的Y分量的极性值的积分值，调整相位角θ，以使得从时间间隔A变到时间间隔B时的波动周期信号矢量和从时间间隔B变到时间间隔A时的波动周期信号矢量相对于X轴是对称的。
也就是说，如果时间间隔变化点的这两个波动周期信号矢量输入到相位调整部分4-5之前，其相位如图10A中黑点所示，则该相位经过相位调整部分4-5调整后，可使该矢量相对于图10B所示的X轴是对称的。
参见图8，相位调整后的波动周期信号矢量的X分量在比较器4-13与X分量基准值REFx相比较。之后，时间间隔判断部分4-14判断在比较结果如图10C所示(X-REFx)＞0时信号在时间间隔A内，而在(X-REFx)＜0时信号在时间间隔B内。然后，时间间隔判断部分4-14根据判断结果输出一个切换信号。
均衡器(EQL)和自动载波相位控制器(CAPC)根据时间间隔判断部分4-14输出的切换信号，执行均衡处理同时切换均衡特性。当判断不正确时，亦即X分量基准值REFx偏离正确值时，时间间隔A或时间间隔B的误差(接收信号点与信号判断点之间的距离)变大。
据此，可借助于判断在自动载波相位控制器(CAPC)中在时间间隔A和B内发生误差哪个误差大，来更新X分量基准值REFx，就可以调整时间间隔的宽度。例如，如图10C所示的，在时间间隔A的误差较大时，由于时间间隔A包含了时间间隔B的区域，故X分量基准值REFx增加，时间间隔A就会减小。
图11示出更新X分量基准值REFx的功能方框图。如图所示，从高速傅里叶变换部分(FET)输出的每个接收信道的数据信号提供给时间间隔A处理部分7-10和时间间隔B处理部分7-20，其中时间间隔A处理部分7-10含有第一均衡器(EQL1)和第一自动载波相位控制器(CAPC1)，用于时间间隔A的传输线路特征，时间间隔B处理单元7-20含有第二均衡器(EQL2)和第二自动载波相位控制器(CAPC2)，用于时间间隔B传输线路特性。
在时间间隔A处理部分7-10和时间间隔B处理部分7-20的每个中，从相位控制器(CAPC1、CAPC2)的输出的均衡信号分别在比较器7-11和7-12中与从判断电路(DEC)输出的、已执行过接收信号判断的信号相比较，然后将其差值在平方运算部分7-12和7-22中进行平方，以便计算出信号之间的距离(误差)。
从时间间隔A处理部分7-10输出的“信号之间的距离”和从时间间隔B处理部分7-20输出的“信号之间的距离”输入到X分量基准REFx更新部分7-30。在X分量基准值REFx更新部分7-30中，更新判断部分7-31根据图8所示的时间间隔判断部分4-14输出的时间间隔信息，判断当前状态是处于时间间隔A中还是处于时间间隔B内。
当当前状态处于时间间隔A内时，并且当时间间隔A处理部分7-10输出的“信号之间的距离”(误差A)大于时间间隔B处理部分7-20输出的“信号之间的距离”(误差B)时，更新判断部分7-13输出的一个信号，来增加X分量基准值REFx的最低有效比特(LSB)，以使X分量基准值REFx增大。
当状态处于时间间隔A内，并且当时间间隔A处理部分7-10输出的“信号之间的距离”(误差A)小于时间间隔B处理单元7-20输出的“信号之间的距离”(误差B)时，更新判断部分7-31输出一个信号，来保持X分量基准值REFx，以使X分量基准值REFx不被更新。
若当前状态处于时间间隔B内，而且从时间间隔A处理单元7-10输出的“信号之间的距离”(误差A)大于从时间间隔B处理单元7-20输出的“信号之间的距离”(误差B)时，更新判断部分7-31输出一个信号，保持X分量基准值REFx，以使X分量基准值REFx不被更新。
当当前状态时间间隔B内，而且当时间间隔A处理部分7-10输出的“信号之间的距离”(误差A)小于时间间隔B处理单元7-20输出的“信号之间的距离”(误差B)时，更新判断部分7-31输出一个信号，减小X分量基准值REFx的最低有效比特(LSB)，从而减小X分量基准值REFx。
从更新判断部分7-31输出的更新信号提供到加法器7-32。加法器7-32借助于将该更新信号加上保存在X分量基准值维持部分7-33中的X分量基准REFx，来更新X分量基准值REFx。尔后，将已被更新的X分量基准值REFx新地保持存在X分量基准值保持部分7-33中，并将这已更新的X分量基准值REFx输出到比较器4-13，与图8所示的波动周期信号矢量的X分量相比较。
虽然参照图8至图11描述了一个实施例，其内执行了相位调整，以使波动周期信号矢量相对于X轴是对称的，并且时间间隔A或B的判断是借助于判断调整后的波动周期信号矢量的X分量是否超过一个预定的基准值REFx来执行的，但是本发明不限于这个实施例。例如，这样的实施例也是可以应用的，其内执行相位调整，以使波动周期信号矢量相对于Y轴是对称的，并且判断时间间隔A或B是借助于判断调整后的波动周期信号矢量的Y分量是否超过一个预定的基准值REFx来执行的。
综上所述，根据本发明，在电力线通信中，当传输线路特性由于家用电器开关式电源的开关而引起周期性变化时，判断波动时间间隔和执行均衡处理是根据传输线路特性波动周期的时间间断的改变来切换均衡特性而实现的。据此，对接收信号执行适当的均衡处理可以改善接收精确度，从而实现高速传输。
本发明绝不限于这个具体公开的实施例，在不偏离本发明的范围内还可以作出各种变形和修改。
权利要求
1.一种均衡处理方法，其特征在于，包括以下步骤根据接收信号，提取传输线路特性波动的信息，所述的波动是周期性的；根据所述的传输线路特性的波动，执行均衡处理，同时切换均衡特性。
2.根据权利要求1所述的均衡处理方法，其特征在于，所述的提取信息的步骤还包括以下步骤接收从发送侧发送的基准信号；利用所述的基准信号的相位或振幅的波动，检测所述的传输线路特性的变化点。
3.根据权利要求2所述的均衡处理方法，其特征在于，所述的方法还包括以下步骤提取所述的传输线路特性波动周期的基本频率信号；将所述的基本频率信号矢量化成为一个矢量；调整与两个变化点相对应的变化点矢量的相位，以使所述的相位变得相对于一个基准相位是对称的；将所述的基本频率信号的矢量与一个基准值相比较；及根据所述的比较步骤的结果，输出一个切换信号，用于切换所述的均衡特性。
4.根据权利要求3所述的均衡处理方法，其特征在于，所述的方法还包括以下步骤对每个相应的接收信号，按所述的传输线路特性波动的每个时间间隔分别执行均衡处理；将每个已执行均衡处理后的接收信号的误差相互比较；及根据所述的误差比较步骤的结果，更新所述的基准值。
5.一种均衡处理装置，其特征在于，包括一个信息提取部分，根据接收信号，提取关于传输线路特性波动的信息，所述的波动是周期性的；和一个均衡处理部分，根据所述的传输线路特性的波动，执行均衡处理同时切换均衡特性。
6.根据权利要求5所述的均衡处理装置，其特征在于，所述的信息提取单元还包括一个接收部分，用于接收从发送侧发送的基准信号；和一个检测部分，利用所述的基准信号的相位或振幅的波动，检测所述的传输线路特性的变化点。
7.根据权利要求6所述的均衡处理装置，其特征在于，还包括一个用于提取所述的传输线路特性波动周期的基本频率信号的部分；一个用于将所述的基本频率信号矢量化的部分；一个用于调整对应于两变化点的变化点的变化点矢量的相位以使所述的相位相对于一个基准相位是对称的部分；和一个比较部分，用以对所述的基本频率信号的矢量与一个基准值相比较；及一个输出部分，根据所述的分量与所述的基准值相比较的结果，输出一个切换信号，用以切换所述的均衡特性。
8.根据权利要求7所述的均衡处理装置，其特征在于，均衡处理部分对每个相应的接收信号，按所述的传输线路特性波动的每个时间间隔分别执行均衡处理；和比较部分，用以将每个已均衡处理后的相应的接收信号的误差相互比较；及更新部分，根据所述的误差比较结果，更新所述的基准值。
9.根据权利要求5所述的均衡处理装置，其特征在于，还包括多个均衡处理部分，用以对对应于不同传输线路特性执行均衡处理；切换部件，根据同步于所述的传输线路特性的波动，切换所述的均衡处理部分。
10.根据权利要求5所述的均衡处理装置，其特征在于，还包括一个保持部分，用于保持不同传输线路特性的均衡处理参数；和设定部分，根据所述的传输线路特性的波动，设定对应于具体的传输线路特性的所述的均衡处理参数。
全文摘要
接收基准信号和检测传输线路特性的变化点，提取传输线路特性波动周期的基本频率信号，并将其矢量化，调整该矢量，以使得对应于两个变化点的矢量相对于X轴是对称的，然后借助于将该矢量的X分量与基准值相比较，来判断传输线路特性波动的时间间隔。其结果是，根据该波动执行均衡处理。
文档编号H04B3/06GK1392678SQ0113859
公开日2003年1月22日 申请日期2001年11月19日 优先权日2001年6月20日
发明者加来尚, 置田良二 申请人:富士通株式会社