专利名称：无线通信方法和采用波束方向可变型天线的系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信方法，特别是涉及以时分多路复用方式多路复用向多个终端的信道，并具有波束方向可变型天线的基站系统的无线通信方法。
现有技术现有的时分多路复用无线通信系统中，关键是通过在采用不同时隙的信道向各终端发送信号，抑制信道间的串音、干扰。从而，由于不像码多路复用系统，因在同一时刻向多个终端同时发送信号而在同一基站引起干扰，所以不需要像称为灵活的天线或自适应天线那样，需要将天线方向性集中在通信中的终端，并抑制对其他终端的干扰的系统。
一般说来，考虑观测的干扰噪声程度，将通信信道的调制以及编码方式的参数控制在最佳值，进行所谓最佳工作型通信的方式中，(例如，Paul Bender，Peter Black，Matthew Grob，Roberto Padovani，Nagabhushana Sindhushayana，andAndrew Vitervi，“CDMA/HDRA Bandwidth-Efficient High-Speed Wireless DataService for Nomadic Users”，IEEE Communications Magazine，Vol.38，pp.70-77，july，2000.所示的方式。以下称为HDR(High Data Rate)方式)，通过终端观测的干扰噪声确定可以通信的数据速率。这样的系统中，由于如果干扰噪声量小，则可以进行更高数据速率的通信，所以尽可能减少干扰噪声对提高系统性能有效。在该终端观测的干扰噪声限于采用时分多路复用方式，在通信中不是从同一基站向其他终端发送的信号，而是从邻接或其他基站同时向另一终端发送的信号。
图23是表示HDR方式的基本原理的说明图。可知例如在大城市中，一般从基站向终端发送的信号(以下，称为下行信号)的功率与距离的3.5倍成反比衰减。该接收功率随着距离变远，最终低于从邻接基站发送的信号或热噪声等构成的干扰信号的电平，从而在终端难以正常接收。将该接收信号功率和干扰信号功率之比称为C/I。在基站的附近该C/I很高时，例如对无线信号采用8个值的多值调制的调制方式，而且因电波质量高而降低纠错的冗余度，结果即使使用同一带宽，也可以进行高比特率的传送，另一方面，由于远离基站的地区的C/I低，所以必须采用难以出错的2值调制方式，并提高信号的冗余度来提高纠错能力。其结果，可传送的比特速率降低。HDR方式中，在开始通信之前，在终端实测C/I，并将该地点可接收的最大比特率传给基站，结果实现最佳工作的无线传送系统。
在此，图24是示出HDR方式的下行线路的多路复用方式的说明图。图25是示出一般的基站配置例的说明图。另外，图26是示出HDR方式的下行线路的发送信号时间的说明图。
HDR方式中，如图24所示，该下行信号的多路复用采用例如在N个时隙分别配置向不同终端的信号的、所谓时分多路复用方式。即，如图25所示，在设置有基站时，如图26所示，各基站采用在时间上任意分配的时隙发射电波。如图示，如果假设例如基站(以下称为BS)BS1和BS2在时刻T1至T2同时发射电波，则在图25中，在剖面线所示的BS1和BS2的边界区域3-1产生较强的电波干扰。其结果，在终端观测时，来自BS1的信号、来自BS2的信号的C/I都降低，难以进行高比特率的通信。
图30是表示现有的任意四角配置基站时的HDR下行线路的有效区域(614.4kbit/s)的说明图。该图中，用剖面线示出将各扇形由90度天线张角的波束形成的3扇形型HDR基站配置在一边为2km的4角形的顶点时的、比特率为614.4kbit/s的服务有效区域。在此，以所有基站的所有时隙发射电波为前提进行计算。图中，在区域20-5中，BS1的扇形波束20-1和BS2的扇形波束20-2相互干扰而不能服务。另一方面，区域20-6中，由于BS3和BS4的任一扇形波束也不面向该方向，所以不能服务。另外，区域20-8中，因BS1的扇形波束20-1和20-7相互干扰，从而不能服务区域扩大到BS1附近。例如在区域20-9也观测到同样扩大。
图31是表示现有的任意四角配置基站时的HDR下行线路的有效区域(204.8kbit/s)的说明图。该图表示在同样条件下，将比特率降低到204.8kbit/s时的服务区域，但还剩下将比特率降低到204.8kbit/s也不能服务的区域。
本发明鉴于以上问题，其目的在于提供特别在HDR系统中，防止在区间或扇形的边界区域因受到各基站发射的电波相互干扰而难以进行很高比特率的通信的基站系统的无线通信方法，本发明的另一目的在于减少扇形波束的方向不面向的区域，可在更广的区域进行服务的无线通信方法。
本发明的另一目的是尽可能防止因多个扇形波束干扰而导致不能服务区域扩大。
另外，本发明的另一目的在于例如在HDR下行线路中，使从各基站在同一时刻发射的电波的方向为最难相互干扰的方向，从而终端在服务区域的任何地方，都一直接收干扰少的良好的电波信号。这样，本发明的另一目的在于最大发挥在电波干扰少时，可以进行高比特率通信的HDR的特征之一。发明内容本发明为了防止如上述的各基站的电波互相干扰，不在同一时刻放射互相干扰的电波信号，而分别在不同时刻放射，从而避免干扰。此时，灵活运用将各基站的时刻管理，例如像GPS系统，可以在广域高精度地提供绝对时刻的系统，使高精度地同步，并按时刻切换各基站的电波发射方向，从而避免干扰。
根据本发明的一个解决手段，提供如下无线通信方法，即具有多个天线振子，经合成各天线振子的接收信号和发送信号可实现所定的束方向图的天线方向性的天线，接收来自无线终端的信号，以所定束方向图的天线方向性合成来自各天线振子的信号，基于合成的各方向性的接收信号，选择来自无线终端的接收信号，确定将波束面向所选择的方向的发送波束方向信息，基于发送波束方向信息，求出确定束方向图和发送波束方向的加权系数，并且，基于存储了发送波束方向和向其方向发射时所使用的时隙的关系的表，求出发送时隙，利用求出的束方向图、波束方向以及发送时隙，控制天线并发送下行信号。
图1是本发明的三角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。
图2是本发明的四角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。
图3是本发明的三角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(1228.8kbit/s)的说明图。
图4是本发明的采用30度扇形天线、时隙A的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图5是本发明的采用30度扇形天线、时隙B的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图6是本发明的采用30度扇形天线、时隙C的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图7是本发明的采用30度扇形天线、时隙D的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图8是本发明的采用30度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。
图9是本发明的采用30度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(1228.8kbit/s)的说明图。
图10是本发明的采用90度扇形天线、时隙A的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图11是本发明的采用90度扇形天线、时隙B的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图12是本发明的采用90度扇形天线、时隙C的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图13是本发明的采用90度扇形天线、时隙D的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。
图14是本发明的采用90度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。
图15是表示本发明的实施例1的基站结构的电路框图。
图16是例示UL FBF19-4的详细结构的电路框图。
图17是例示DEM19-5的详细结构的电路框图。
图18是例示加权控制电路(WC)的详细结构的电路框图。
图19是例示MOD19-10的详细结构的电路框图。
图20是例示下行发送侧波束形成电路DL FBF19-11的详细结构的电路框图。
图21是本发明的实施例的控制下行波束的流程图。
图22是表示本发明的实施例2的基站结构的电路框图。
图23是HDR方式的基本原理的说明图。
图24是HDR方式下行线路的多路复用方式的说明图。
图25是表示一般的基站配置的例子的说明图。
图26是HDR方式下行线路的信号发送时间的图表。
图27是表示本发明的另一实施例的基站控制系统的框图。
图28是例示本发明实施例所用的波束时隙的表的图表。
图29是表示图28的表的变形例的图表。
图30是现有的任意四角配置基站时的HDR下行线路的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。
图31是现有的任意四角配置基站时的HDR下行线路的服务有效区域(204.8kbit/s)的说明图。
实施方式图1是本发明的表示三角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。该图示出采用3扇形基站时的最佳基站，以及扇形方向配置。图中所示的各基站是由各扇形具有90度的天线张角的天线构成的3扇形天线型HDR基站，表示采用所有时隙进行614.4kbit/s传送时的有效区域。如图示，在各基站的区间区域的边界区域，例如在5-4中难以用该比特率进行传送。这是因为BS1的扇形天线5-1、BS2的扇形天线5-2、BS3的扇形天线5-3的电波在空间相互干扰，从而难以用614.4kbit/s的速率进行传送。但是，如果与现有技术的图30相比，大幅度缩小了服务难的区域。这是因为针对在图30中四角配置各基站，即在所希望的区域铺满四角形，并在这些顶点配置基站，而在图1的实施例中，三角配置基站，即在铺满的三角形的顶点配置基站，并使各基站的扇形方向成为电波互相干扰最小的方向。因此，不像例如在图30的BS1的扇形波束20-1、以及BS2的扇形波束20-2所出现的那样相互近距离，照射同一地区的波束交错而使干扰增加。
图2是表示本发明的四角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。该图中，半功率角为90度、4扇形天线、比特率为614.4kbit/s、各基站使用所有时隙。在四角配置，如果采用3扇形型基站，则如图30、31的现有例所示，几何学上不能避免相互干扰的波束交错。在四角配置的情况下，如图2所示，需要将扇形波束作成4扇形型。另外，如图示，通过使扇形方向在邻接的基站之间相互倾斜45度，可以使波束交错最小。
以上示出本发明的实施例1的效果，但在各基站的中间距离留有不能服务的区域。例如图1的区域5-4、图2的区域13-3等。
而且，图3是本发明的表示三角配置基站的HDR下行线路的服务有效区域(1228.8kbit/s)的说明图。该图中，使用半功率角90度3扇形天线、比特率为1228.8kbit/s、使用所有时隙。例如，如果将比特率提高到1228.8kbit/s，则如图示，可服务的区域明显减少。在与邻接基站的区间边界区域和同一基站内的扇形边界区域产生服务难的区域。即，只采用使扇形数和扇形方向最佳的实施例1，有时难以消除不能服务的区域。
因此，利用HDR下行线路采用时分多路复用方式，进一步扩大服务区域。图26所示的例子中，由于在时刻T2至T3为止BS2停止电波发射，所以图25的剖面线区域3-1中，来自BS1的信号也可以确保高C/I，从而，可以用高比特率进行通信。即，在互相干扰的区间/扇形之间，由于只要避免同时刻发射电波，就可以明显降低相互间的干扰量，从而可以扩大可进行高比特率通信的区域。
本发明的实施例2的主要特征是通过在系统内的各基站设置切换天线的发送方向性的功能，并使该方向性切换在各基站间同步，从而对于特定终端，使从多个基站发送的信号在同一时刻相互干扰的几率最小。其结果，在各终端，可以在自己设定的通信时刻进行来自邻接或其他基站的干扰噪声非常低的状态下的通信，利用最佳工作功能，可以进行最高比特率的通信。
图4是本发明的表示采用30度扇形天线、时隙A(图24)的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。该图中，半功率角为30度、使用12扇形天线中的3扇形，比特率为614.4kbit/s、时隙为A。本实施例中，与图1、图3的情况不同，使各基站扇形天线的天线张角变小到30度。如图所示，在BS1和BS2的边界区域7-4中，各基站的有效区域扩大到两基站的中间距离部分。这是因为通过变窄扇形波束，例如从区域7-1和7-2的天线放射的信号相互错开，从而难以带来干扰。但是，只是这样作的话，由于波束的角度小，所以存在例如不能覆盖如区域7-5所示的波束的中间区域，从而可通信的有效区域局限于窄小的区域的情况。
如图24所示，在HDR下行线路中，时分多路复用各通信信道。因此，例如由30度波束的3根天线构成的扇形基站中，如果在使用的每个时隙，将天线放射角度在时间上分别错开30度，并放射4次，则正好等效于扫描基站周边的旋转，可以使所有方向进入有效区域。例如，假定图4所示的状态表示图24的时隙A的有效区域。下面，在图5、图6、图7是分别示出采用本发明的30度扇形天线、时隙B、C、D的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。与图4同样，这些的半功率角为30度、使用12扇形天线中的3扇形，比特率为614.4kbit/s。如图示，在所有时隙，各基站的电波放射方向的控制在时间上同步变更。这正好相当于将30度波束12扇形天线在每个时隙各使用3扇形。但是，应用业务量的拥挤度、终端的地理分布特性等选择将系统结构作成12扇形型，还是4等分3扇形的各扇形并在各时隙改变电波发射方向并运用。
图4～图7所示的方向是在各时隙发射的电波的最佳方向。如果例如用图5说明该方向，则如图示，将基站在横向分成奇数行、偶数行，在图5的时隙B中，在奇数行基站分别将扇形方向配置为上下关系互相不同，在偶数行使所有基站面向同一方向。另一方面，图6所示的时隙C中，奇数行的基站都面向同一方向，偶数行的基站为上下关系互相不同的方向。
图8表示本发明的采用30度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。该图表示对用比特率614.4kbit/s、3扇形基站、时隙A、B、C、D的4个时隙所扫描的有效区域进行相加的结果。与图1所示的90度固定型3扇形天线的场合相比，可知几乎可以在所有地区进行614.4kbit/s的通信。
另外，图9示出本发明的采用30度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(1228.8kbit/s)的说明图。该图表示以同样方法计算的1228.8kbit/s的有效区域。与以同一比特率计算的图3结果相比，可知有效区域明显扩大。
接着，说明实施例2的适用于四角配置的基站的场合。图10至图13分别示出本发明的采用90度扇形天线、时隙A、B、C、D的HDR下行线路的服务有效区域的说明图。该图中，半功率角为90度、使用8扇形天线中的3扇形，比特率为614.4kbit/s。图2中示出四角配置基站时，扇形为4扇形结构的最佳例，但例如，仅仅是图2所示的各基站之间的扇形方向关系，则无论怎样旋转扇形，也不能作为服务区域覆盖相当于例如有效区域BS1和BS2的中间区域的区域13-3。这是因为BS1的波束13-1和BS2的13-2在对角线上互相干扰，所以无论怎样旋转4扇形型天线，也不能避免该对角线上的干扰，。
图10～图13示出的实施例中，为了解决该问题，各基站具备可在8个方向构成扇形的90度波束型天线，但如图示，各时隙中只使用其中的3个波束。作为一例，3个波束中2个波束的方向为相互正交，其他1个波束的方向为与这些2个波束成135度。
图14示出本发明的采用90度扇形天线，时隙A、B、C、D的HDR下行线路相加时的服务有效区域(614.4kbit/s)的说明图。该图示出相加所有这些各时隙的波束的状态，但如图示，对于614.4kbit/s的速率，可以使几乎所有区域成为服务区域。
四角配置的波束方向与图4～图7所示的3角配置的场合不同，所有时隙中，各基站的波束方向为同一方向是最佳的。但是，用各时隙发射的3个波束中，需要2个波束的方向为互相正交，剩余的1个波束在与其他2个波束偏离135度的方向发射波束。这样，各时隙中，在各4角形中，一直限定一个基站向对角线上发射波束，从而可以防止在对角线上发生干扰。
接着，说明实现本发明的具体结构。
图15示出实施本发明的基站的实施例1的结构图。该基站包括天线组件19-1、双工器(DUP)19-2、接收侧高频电路(RX)19-3、上行线路用固定波束形成电路(UL FBF)19-4、解调器(DEM)19-5、译码器19-6、访问线路接口(LIF)19-7、访问线路接口(LIF)19-8、编码器(COD)19-9、调制器(MOD)19-10、下行线路固定波束形成电路(DL FBF)19-11、发送侧高频电路(TX)19-12、加权控制器(WC)19-13、时钟信号发生电路(CLK)19-14、全球定位系统GPS(global positioning system)19-15。
首先，说明上行线路。天线组件19-1例如由可形成8个波束或12个波束等的方向性灵敏的束方向图的天线阵列构成。双工器(DUP)19-2进行发送信号和接收信号的分离，在通常的移动通信系统中，由选择各信号的带通滤波器构成。接收侧高频电路(RX)19-3对来自构成阵列的天线振子的信号进行放大、变频等，实现所定的灵敏度。将该RX19-3的输出信号施加到上行线路用固定波束形成电路(UL FBF)19-4。UL FBF19-4矢量合成从各天线振子接收的信号，实现例如对周围方向具有8个波束、或12个波束的放射图(束方向图)的天线方向性。
图16示出UL FBF19-4的详细结构。图中的信号Ant#1～Ant#n是放大从图15的RX19-3输出的各天线组件的输出信号的信号。这些信号分别由乘法器23-11、23-1n、23-n1、23-nn适当加权，由加法器23-21、23-2n合成相加，分别变换为狭窄天线张角波束信号Beam#1～Beam#n。由于施加给各乘法器的加权系数W11-Wnn。同时改变振幅、相位，所以一般使用矢量系数。图16下方所示的运算式是以矩阵运算式的形式示出该UL FBF19-4进行的信号处理。加权系数W11-Wnn为了形成具有适当的天线张角的波束，利用仿真等方法，可以容易设定。
将UL FBF19-4合成的各方向性的接收信号分别输入到解调器(DEM)19-5。图17示出DEM19-5的详细结构。DEM19-5中，从UL FBF19-4输出的各波束信号Beam#1～Beam#n分别通过解扩电路等的信道分离电路(DES)24-1～24-n，分离来自希望终端的信号，采用下一开关24-2，选择适当的波束。所选择的波束的信号例如由RAKE接收机24-3相加多径部分，并由解调器(DET)24-4解调成基带数字信号。应用开关24-2选择的信号由比较器(Comp)24-5确定。该确定方法是例如要选择应接收的信号时，最好所接收的信号的信噪比成为最大。从而，开关24-2例如在用所有波束接收的多径信号中，从振幅大的信号依次选择。该开关24-2的动作由上行波束选择信号UL Beam Select控制。另一方面，在下行线路应选择的波束由下行波束选择信号DL Beam Select确定。下行线路中，最好波束面向物理存在终端的方向。例如通过识别接收的信号的振幅成为最大的波束方向来知道在哪一方向存在终端。将利用该识别选择的波束方向信息作为DL Beam Select信号传给发送侧加权控制电路WC(19-13)。另外，该DEM19-5输出的信号由下一级译码器(DEC)19-6纠错译码之后，经访问线路接口(LIF)19-7连接到有线通信网。
下行线路中，从访问线路接口(LIF)19-8输入的信号由编码器(COD)19-9纠错编码，由调制器(MOD)19-10用所定的调制方式调制。该信号矢量合成为具有从下行线路固定波束形成电路(DL FBF)19-11应发射的电波方向的具有方向性的束方向图，并施加到与各天线振子连接的发送侧高频电路(TX)19-12进行放大、变频等处理，并经DUP19-2输入到天线组件19-1。在下行线路中，在接收上行线路信号时，通过将作为在DEM19-5固定的接收方向为准的发送波束方向信息的DL Beam Select经加权控制器(WC)19-13输入到发送侧波束形成电路19-11，确定在哪一方向具有方向性。
图18示出加权控制电路(WC)19-13的详细结构。该电路中，除了DL BeamSelect信号之外，施加规定在下行线路的波束方向和应使用的时隙的关系的波束时隙表(Beam-Time Slot Table)信息(图15中，用信号19-18示出)。Beam-TimeSlot Table信息由后述的上位局、控制局等提供。代替它，也可以在本基站、其他基站、控制局具有存储对应下行波束方向而使用的时隙的Beam-Time SlotTable的存储单元，并从该存储单元提供信息。确定下行线路的波束方向的加权系数W1-Wn选择基于DL Beam Select信息预定的系数矢量。如上述各图，利用该加权系数W1-Wn可以在空间上控制各基站的天线组件19-1的束方向图、扇形数、波束方向、波束角度等。另一方面，WC19-13中，需要将应朝该选择的方向发射下行信号的时隙提供给MOD19-10。WC19-13作为时隙分配(Time Slot Assign)信号(图15中示出19-10)，基于DL Beam Select信息，参考Beam-Time Slot Table求出该时隙信息，并提供给MOD19-10。
图19示出MOD19-10的详细结构。从发送侧编码器19-9送出的发送信号由MOD26-1进行振幅相位调制，但该输出暂时存储到存储器26-2。存储在该存储器的信号由加权控制电路WC19-13提供的Time Slot Assign信号19-19确定送出的时间。时隙的绝对时间的同步参考同步信号发生电路CLK提供的Timing CLK19-14进行。
图20示出下行发送侧波束形成电路DL FBF19-11的详细结构。如图示，由加权控制电路WC19-13提供的矢量系数W1-Wn加权，并提供给各天线。
施加给MOD19-10的Timing CLK信号由时钟信号发生电路(CLK)19-14生成，但此时的发生时间是GPS接收机参考19-15从GPS卫星发送的时刻信号，与绝对时刻同步。从而，可以在所有基站取得相互同步的准确的时刻信息，使用该时刻信息，可以例如以所有基站同步的形式确定例如图4至图7所示的时隙A、B、C、D。使用该时隙信息，可以在所有基站同步变更天线方向图。
另外，GPS接收机19-15、GPS用天线19-16或GPS系统因本身产生故障而难以接收准确的绝对时刻信息时，可以由内置在GPS接收机19-15的、高稳定自行时钟发生电路到故障恢复为止产生期间暂定时钟信号，或经信号19-17利用有线网对CLK19-14提供时钟信号，从而保持绝对时刻相位。另外，也可以不用GPS系统，主要用信号19-17的周期。
图21示出实施本发明时的下行波束控制的流程。如图示，在还没有形成波束的最初，由于不清楚在哪里存在终端，所以基站的接收侧将天线方向图作为无方向性，等待终端开始发送(S101)。如果终端使用合适的信号并开始发送，则基站的接收侧利用天线组件19-1、DUP19-2、RX19-3接收来自终端的发送(S103)。在此，立刻使用UL FBF19-4，将天线方向性图切换为窄天线张角波束(S105)。此时，WC19-13利用Beam-Time Slot Table，如上述各图，将各基站的天线组件19-1的扇形数、波束方向、波束角度等设定为在空间上、时间上适当的束方向图。比较用各方向波束可接收的信号强度，并检测接收中的终端在哪一方向存在(S107)。使用该检测信息，确定加权电路WC19-13应发出下行波束的方向(S109)。另一方面，在集中装置、控制局等输入与基站设定场所和方向性波束方向数据(S111)，作成表示各基站的发送波束方向和使用时隙的关系的Beam-Time Slot Table(S113)。之后，WC19-13参考预先作成的确定了发送波束方向和使用时隙的关系的Beam-Time Slot表，确定应发出下行波束的时隙(S115)，并通知给MOD19-10，形成合适的下行信号(S117)。
另外，在确定基站设置场所的设计阶段，预先使用地图等，系统设计者可以手工制作该Beam-Time Slot表。数字数据化所制作的确定下行波束方向和时隙的关系的表，并放入连接在系统集中装置的系统管理装置。另外，也可以将该Beam-Time Slot表存储在各基站的内部、或例如存储在移动交换机等的集中装置内，根据需要可供参考。各基站固有的表根据需要下载到各基站。另外，在将表放在中央装置时，也可以根据需要将表信息下载到基站内的存储器。另外，在有设置基站后新追加基站等的基站配置的追加变更时，可以利用后述的自学功能等，自动修正或重新制作表。另外，由于该Beam-Time Slot表表示各基站的波束放射方向和向该方向放射时使用的时隙的关系，所以在图18所示的加权控制电路(WC)19-13，在输入了应发射下行电波的方向信息时，通过参考该Beam-Time Slot表确定应发射电波的时隙，并将时间传给图19的存储器26-2，从而可以在适当时刻发射电波。
图27是表示具体实施上述结构的系统例的电路框图。该系统包括多个基站、构成这些上位局的控制局和其上位的中枢网络(NW)。
图27中，参考数字19-201、…、19-20n分别表示图15所示的基站的整体结构，各基站包括天线组件19-11、…、19-1n、访问线路接口(LIF)19-17、加权控制局(WC)19-13、访问线路接口(LIF)19-18。
参考数字27-1表示设置在多个基站的每一个，并控制这些基站的上位局，即控制局。各上位局包括上行线路(UL)中继电路27-2、生成应通知给各基站的波束时隙表的电路27-3以及下行线路(DL)中继电路。参考数字27-2表示中枢网络(NW)。上述UL中继电路27-2汇集从多个基站发送的上行线路信号，并连接到中枢NW，上述DL中继电路27-4将下行线路分配给连接到目的终端的基站。
参考数字27-5表示上行线路(UL)业务量信息传递信号。
图27的电路结构中，在各基站总计，将各基站用上行线路通知给上位局的UL中继电路27-2的业务量统计信息通知给波束时隙表作成电路27-3。该业务量统计信息是通过在各基站在时间上累积例如图17所示的DL Beam Select信息，并测定各波束方向的业务量来得到的。该业务量统计信息在上行线路被多路复用，并通知给上位局27-1。
图28例示上述实施例所用的波束时隙表。
图28示出用于驱动使用图4～图7所示的30度扇形天线的基站BS1、BS2的波束时隙表的例子。该图角度表示了时隙A、B、C、D时的各天线的方向图。该各时隙分别相当于图4、5、6、7的状态。波束时隙生成电路27-3将图28所示的表信息通知给各基站。
作为一个实施例，在设置基站时，预先根据地理信息设定该波束时隙表，并固定地使用。作为另一实施例，长期观测各天线方向的业务量，并测定在各基站各电波发射方向所在的业务量，对于业务量要求高的方向，还可以进行与其他业务量要求低的方向进行比较，提高波束的时间频率的加权。
各时隙的业务量的测定是例如长时间累积例如图17所示的DL Beam Select信息，可以掌握各方向的业务量状况。
为了提大业务量大的方向的波束照射时间系数，例如图28中示出使用4个时隙的例子，但最好增加该时隙数，在业务量大的方向使用多个时隙。
图29是提高向大业务量方向的波束照射频率的波束时隙表的例子。
例如假设图4中在74所示的区域产生大业务量。对该区域从BS1和BS2用图4和图7所示的时隙照射波束。因此，如图29所示，如果追加时隙E、F，并在追加的部分产生与时隙A和D同样的波束照射图，则在统计上提高对大业务量区域的波束照射频率。
在提高了对另一方向的业务量时，在该表变更选择束方向图即可，但作为该变更频率考虑2种，即可为了适应瞬间业务量增加而使速度高的场合和，使用长期观测结果而降低变更频率的场合。观测实际的业务量变更特性并选择该变更时的常数即可。
图22是表示实施本发明的基站的实施例2的框图。该例中，代替实施例1所示的固定波束形成电路19-4、19-11，在上行线路侧采用单一的直通电路，在下行线路侧采用天线选择开关20-1。该选择开关20-1由加权控制器19-13选择，可以选择面向所要的终端存在的方向的天线。例如说明在上行线路原有波束形成电路19-4、19-11，通过一边控制相位、振幅，一边矢量合成配置成阵列状的各天线振子的输出信号，形成具有任意半功率天线张角的天线方向图。但是，在天线振子本身具有满足本发明目的的半功率天线张角特性时，即使不在波束形成电路进行矢量合成，也可以实现所要的特性。
说明以上实施例的前提是各基站正确配置在三角形或四角形的顶点，条件是在各时隙应向哪个方向发射电波是预定的。但是，在实际的基站配置中，常常难以正确配置在三角形或四角形的顶点，而且在追加配置基站时，开始就设定好的。有时需要变更时隙和电波发射方向的关系。假定这样的情况，下面作为修正例说明基站一边自学，一边确定最佳电波发射方向的方法。
例如，在图15所示的实施例中，示出实现上述自学功能的方法。如图所示，在基站的上行线路采用DEM19-5选择任意终端的接收条件为最佳的接收波束，即识别该波束在哪一方向存在。接着，从该终端将其终端存在场所的下行线路的接收状态报告给终端。即，该终端接收从各基站发来的导频信号，并报告自己在最佳条件下可以接收来自哪一基站的信号。现假设在当前考虑的基站尚未确定时隙和电波发射方向的关系，但在周围基站已确定时隙和电波发射方向的关系。此时，由于在周围基站按各时隙向各方向发射电波，所以从正在测定当前下行线路的质量的终端观察时，可以区分识别对其他基站的电波接收强的时隙和接收差的时隙。从而，由于在自己存在的场所可以识别哪一时隙容易接受较强邻接基站的干扰，所以终端可以向基站报告干扰比较少的时隙为哪一个。
该各时隙的干扰电波强度的测定可以根据邻接基站的业务量状态而变化。因此，在当前自学中的基站通过观测一定期间的来自各终端的报告，并得到统计信息，可以推测在存在该终端的方向采用哪一时隙发射电波最少受到其他基站的干扰。当然根据该推测结果修正确定存储在中央装置或基站的波束方向和时隙的关系的表。另外，其他基站的电波干扰的测定可以通过观测电波强度本身、或在实际采用数据的通信中的误码发生频率等来实现。
根据本发明，如上所述，可以特别防止在HDR系统区间或扇形的边界区域，因各基站发射的电波相互干扰而不能以非常高的比特率进行通信。另外，根据本发明，缩小扇形波束的方向不面向的区域，可以在更广的区域提供服务。另外，根据本发明，可以尽量防止因多个扇形波束干扰而不能服务的区域。
另外，根据本发明，例如在HDR下行线路，将互相最难以产生干扰的方向作为在同一时刻各基站发射电波的方向，即使终端在服务区域的任何地方存在，也可以一直接收干扰少的良好的电波。这样，根据本发明，可以最大发挥在电波干扰少时能以高比特率进行通信的HDR的一个特征。
权利要求
1.一种在具有多个天线振子的各基站与无线终端进行无线通信的方法，其特征在于经合成各天线振子的接收信号和发送信号可实现所定的束方向图的天线方向性的天线，接收来自无线终端的信号，以所定束方向图的天线方向性合成来自各天线振子的信号，基于合成的各方向性的接收信号，选择来自无线终端的接收信号，确定将波束面向所选择的方向的发送波束方向信息，基于该规定发送波束方向信息和、存储了发送波束方向和向其方向发射时使用的时隙的关系的表，求出发送波束时隙，采用该求出的发送波束时隙，控制天线并发送下行信号。
2.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于将多个基站配置成三角，各基站天线的束方向图是扇形波束为3扇形型。
3.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于将多个基站配置成四角，各基站天线的束方向图是扇形波束为4扇形型，在邻接基站之间，使波束方向相互各倾斜45度。
4.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于具有多个在所定角度放射波束的天线的基站中，通过将天线放射角度在时间上分别错开所定角度并放射多次，使放射方向旋转，以便扫描基站周围。
5.如权利要求2所述的无线通信方法，其特征在于在第1束方向图中，控制天线，以便在奇数行基站，将扇形方向配置为各束方向图相互不同，在偶数行基站，将扇形方向配置为所有束方向图相同，在第2束方向图中，控制天线，以便在奇数行基站，将扇形方向配置为所有束方向图相同，在偶数行基站，将扇形方向配置为各束方向图相互不同，将各基站的束方向图在第1和第2时隙交互切换上述第1和第2束方向图。
6.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于使天线特性图为无方向性，从无线终端接收信号，在接收中检测无线终端的方向，并基于该检测方向确定下行线路的波束方向。
7.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于从GPS系统提供同步时钟。
8.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于基于上述确定发送波束方向信息，求出确定束方向图和发送波束方向的加权系数，采用所求的束方向图、波束方向和发送波束时隙控制天线发送下行信号。
9.一种无线终端和基站间的无线通信方法，其特征在于四角配置多个基站，各基站的天线具有多个天线振子，合成各天线振子的接收信号和发送信号可以实现所定的束方向图的天线方向性，各基站的上述天线的束方向图配置于在邻接的基站之间将波束方向相互错开45度或大约45度的方向，经上述天线，接收来自无线终端的信号，用所定束方向图的天线方向性合成来自各天线振子的信号，基于合成的各方向性接收信号，从无线终端接收信号，在所定束方向图控制天线方向性发送下行信号。
10.一种基站和终端间的无线通信方法，其特征在于三角配置多个基站，各基站的天线具有多个天线振子，合成各天线振子的接收信号和发送信号来实现所定的束方向图的天线方向性，以及将各基站的上述天线的束方向图动态或静态地设置在同一方向。
11.一种基站和终端间的无线通信方法，其特征在于四角配置多个基站，各基站的天线具有多个天线振子，合成各天线振子的接收信号和发送信号来实现所定的束方向图的天线方向性，以及将各基站的上述天线的束方向图静态或动态地设置为在邻接基站之间波束方向相互错开45度或大约45度的方向。
12.一种无线通信方法，其特征在于三角配置多个基站，即在平面上相互构成三角形位置关系，各基站的天线以3扇形天线构成，合成各天线振子的接收信号和发送信号。
13.一种无线通信方法，其特征在于四角配置多个基站，即在平面上相互构成四角形位置关系，各基站的天线以4扇形天线构成，合成各天线振子的接收信号和发送信号。
14.一种无线通信方法，其特征在于四角配置多个基站，即在平面上相互构成四角形位置关系，各基站的天线以8扇形天线构成，在各时隙中，具有3个方向性的图中的2个方向性的方向为相互正交，另一个方向性的方向为与上述2个方向成为135°，而指定天线方向性。
15.如权利要求1所述的无线通信方法，其特征在于基于上述基站的上述表，在基站间进行同步。
16.一种在多个基站和无线终端之间进行无线通信的无线通信系统，其特征在于各基站包括具有多个天线振子，合成各天线振子的接收信号和发送信号可以实现所定的束方向图的天线方向性的天线；经该天线，从无线终端接收信号的电路；以所定的束方向图的天线方向性合成来自各天线振子的信号的电路；基于该合成的各方向性的接收信号，选择来自无线终端的接收信号，并确定为将波束面向所选择的方向的发送波束方向信息的电路；基于表示来自该确定电路的发送波束方向信息、发送波束方向和向该方向放射时使用的波束时隙的关系的信息表，生成发送波束时隙的电路；使用该生成发送波束时隙，控制上述天线并发送下行信号的电路。
17.如权利要求16所述的无线通信系统，其特征在于上述基站包括基于上述表，在基站间进行同步的电路。
18.如权利要求16所述的无线通信系统，其特征在于上述表预先根据设置场所的基站的属性生成，并可变更地保存在该基站。
19.如权利要求18所述的无线通信系统，其特征在于上述基站包括从基站的上位局接收上述表的内容的电路。
全文摘要
在HDR(high data rate)系统,在区间和扇形的边界区域,可以防止因从各基站发射的电波相互干扰而难以进行非常高比特率通信的时分多路复用无线通信系统技术。天线组件(19－1)具有多个天线振子。接收侧高频电路(RX19－3)以所定的束方向图的天线方向性合成来自各天线振子的信号。解调器(DEM19－5)基于合成的各方向性的接收信号,选择来自终端的接收信号,确定为将波束面向所选的方向的发送波束方向信息。加权控制器(WC19－13)基于发送波束方向信息,求出确定束方向图和发送波束方向的加权系数,并且,基于存储发送波束方向和向该方向放射时使用的时隙的关系的表,求出发送时隙。下行线路固定波束形成电路(DL FBF19－11)和调制器(MOD19－10)采用所求的束方向图、波束方向和发送时隙,控制天线组件(19－1)并发送下行信号。
文档编号H04W16/28GK1356793SQ0114101
公开日2002年7月3日 申请日期2001年8月20日 优先权日2000年12月1日
发明者铃木俊郎, 武井健, 高桥贤, 宇佐美浩志, 石田雄尔 申请人:株式会社日立制作所