专利名称：通过组合匹配滤波抽样与硬码元判断对码元解码的方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字通信方法和系统，并且更特别地涉及用于对来自于在通信信道上接收的信号中的码元进行解码的方法和系统。
正如也是所熟知的，均衡器被用来从遭受时间扩散、导致码间干扰(ISI)的信息调制信号(该信息调制信号通过通信信道从一个发射机中被接收)中解调信息码元。传统均衡器包括横向均衡器，它们把横向的或者有限脉冲响应滤波器应用到是信道特性倒数的接收信号上，从而取消了至少一些信道有害影响。不幸地，横向均衡器可能不是对于所有类型的信道都有效，并且可能导致噪音的放大。
另一种已知类型的均衡器是一个判断反馈均衡器(DFE)，其中，已经解码的比特被用来减掉由时间扩散引起它们的延迟回波，从而消除ISI并使下一比特能够被解码。不幸地，DFE均衡器只有当后来的延迟回波弱于正被解码的信号分量时才可以很好地工作。否则，DFE可能抛弃回波中太多的有用能量。在这种情况中存储接收信号抽样并按照时间倒序回顾地处理它们则是可能的。按照一个前向或时间颠倒顺序处理的均衡器例如在如下文献中被描述coinventor Dent和Croft的标题为“Divers ity PI/4-DQPSK Demodulation(分集PI/4-DQPSK解调)”的美国专利No.5,841,816和coinventor Dent与Chennakeshu的标题为“Method and Apparatus for Bidirectional Demodulationof Digitally Modulated Signals(数字调制信号的双向解调的方法和设备)”的5,335,250，因此这些文献的公开在此通过参考全部被结合。这些专利还描述了一种最大似然序列估计(MLSE)技术，其与DFE不同，不需要抛弃延迟回波中的能量。
均衡器通常可能需要确定相对于某些标准延迟射线的所有显著的延迟回波的相位和幅度，其数值表征发射信道并因此被称作信道系数或信道估计。可以通过以一个“同步字”或“导频码元”的形式把已知码元包括在发射信号中来确定信道估计。可替代地，在通常所说的盲均衡器的均衡器的情况下，可以同时估计信道和未知的数据。盲均衡器的一种形式在coinventor Dent的标题为“Channel IndependentEqualizer Device(信道独立均衡器设备)”的美国专利No.5,557,645中被描述，因此其公开通过参考全部被结合。
当一个均衡器或解调器后面跟着一个纠错解码器时，从解调器传递“软”判断而不是“硬”判断给纠错解码器对于纠错解码可能是有利的。软判断优选地应该是表示一个特定码元是这个或另一个值的可能性的数值，并且更明确地，优选地与码元可能性的负对数成比例。经常，码元的信噪比是一个适当的软判断。这种软判断可以通过在Hammar的标题为“Method of Generating Quality Factors forBinary Digits Obtained in the Viterbi-Analysis of a Signal”(产生信号维特比分析中获得的二进制数字的品质因数的方法)的美国专利No.5,099,499中描述的技术从MLSE均衡器中获得，因此该专利的公开在此通过参考全部被结合。Hammar使一个二进制码元的软判断等于码元的相反值的度量(metric)减去码元解码值的度量之间的一个差值，除以所有度量之和或者MLSE均衡器的最后的度量。差值度量表示码元的信号强度同时最后的度量表示信道中的噪声。因此，Hammar的软信息可以是在每一码元基础上的信噪比的一个测量。
coinventor Dent的标题为“Adaptive Maximum LikelihoodDemodulator”(自适应最大似然解调器)的美国专利No.5,331,666描述了一种用于诸如QPSK、OQPSK、DQPSK和π/4-DQPSK之类的四相调制的MLSE设备，该专利的公开因此在此通过参考全部被结合。它描述了通过利用4相位星座中的象限对称如何可以简化度量计算。
在coinventor Zangi的共同悬而未决的标题为“Methods，Receivers And Equalizers For 8PSK Modulation Having IncreasedComputational Efficiency(具有提高的计算效率的8PSK调制的方法、接收机和均衡器)”(申请序列号＿＿申请日＿＿)中，在星座中利用八分对称以便减少度量计算的一种8PSK均衡器被描述。此申请(代理人备忘录8194-354)因此在此通过参考全部被结合。
不幸地，当码元的数量和/或码间干扰的数量变大时，上述的均衡技术可能变得计算量增加。计算复杂性可能导致移动终端中增加的功率消耗和/或增加的处理时间。此外，在均衡器中做出的码元判断可以不对纠错解码器提供一个期望输入。因此，为了增加以高概率对各个码元进行解码的可能性，可能会引入进一步的复杂性。
特别地，由于不同的理由，在均衡器中作出的码元判断可能不对纠错解码器提供一个期望输入。一个MLSE均衡器确定以最高概率成为被发射的序列的那一个序列。可是，一个个体码元可以不是以最高概率发射的码元的那个码元。为了获得各个码元的可能性，通常所说的最大A后验(MAP)解码的一种不同类型的解调可以被使用，可是它可能有过度的复杂性。MAP和MLSE之间的一个差值从MLSE设备中的误差事件到多个误差事件的趋势中而来，其中，一组相邻码元可能是错误的或者具有高误差概率。
而且，全MLSE经常太复杂于是可以使用MLSE和DFE的一个组合，即通常所说的每一残存者处理(Per Survivor Processing)(PSP)。当时间扩散跨越一个大数目L的码元周期、码元来自比M个码元的二进制字母表更大时，MLSE-PSP可能很有用，并且与ML成比例的结果的全MLSE复杂性可能太大。例如，对于8-PSK(M＝8)和时间扩散的五个码元周期，对于每一解码码元，一个MLSE设备可能需要计算85＝32,768次度量，这通常太过量了。
在coinventor Zangi的1999年1月26日申请的标题为“Reduced Complexity MLSE Equalizer for M-ARY ModulatedSignals(M-ARY调制信号的降低复杂性的MLSE均衡器)”的美国申请No.09/237,356中，公开了可以通过利用8PSK中的八分圆对称性减少该数目，该申请的公开在此通过参考全部被结合。可是，即使四或八倍地减少度量计算也可能不够。结果，少于全MLSE的可能需要被使用。
在简化的MLSE中，不是五个连续码元的所有组合(对于5码元时间扩散)都被计算。最老的(例如三个)码元被“确定”并且它们的数值使用在一个DFE操作中以便减去由已经确定的码元引起的ISI，例如仅仅留下两个码元来假定在设备的MLSE部分中。这能够把度量计算的数目减少到64。因为对于MLSE设备的每一可能性或状态，不同组的确定码元被保持在一个路径历史记录中，其数目为ML-1，在此L是被MLSE估计的码元数目，所以DFE抽头是“每一状态”DFE抽头并且对于所有的状态并不都是相同的。因此，术语“每一残存者处理”被使用。
不幸地，正象纯的DFE中一样，当与DFE或PSP抽头相应的延迟回波中的能量大于MLSE抽头中的能量时，MLSE-PSP不能很好地操作。可是，通过把接收数据进行滤波以便消除某些回波或增加其他回波或者两者兼有从而可以改变在不同码元间隔延迟之间的回波能量的分配。因此，可以通过首先估计延迟回波的强度然后决定能量分配对于MLSE-PSP或时间颠倒的MLSE-PSP是否有利从而来执行MLSE-PSP。如果不是，例如存在比MLSE抽头更强烈的回波，则例如使用如上引用的Zangi申请所述的方法来确定一个预滤波器，以便把能量分配改变为最有利于MLSE-PSP。可是，由于前置滤波操作(它不代表信号的一个匹配滤波器)，则在来自全MLSE的性能中可能有一个降低，结果造成更多误差和减弱的软信息。
因此，尽管有上述的技术，但是仍然继续需要用于解码多比特码元的方法和系统，其可以以高精确度精确地解码各个码元，而不必需要把过度的处理复杂性引入到该解码方法和系统中。
更明确地，每个码元的至少一个抽样是从通信信道收到的信号中获得的。每个码元的至少一个抽样被处理以便获得码元的硬码元判断。每个码元的至少一个抽样还要被匹配滤波以便获得一组包括每一码元一个抽样的匹配滤波抽样。所述一组匹配滤波抽样和硬码元判断然后被组合以便获得软码元值。软码元值然后可以被处理以便获得所述多比特码元的软比特值。
可以对前置滤波输入信号抽样执行MLSE-PSP处理以便获得硬判断。初始的、未前置滤波的输入信号抽样还可以被处理，以便确定改良的软信息而不受前置滤波的影响，从而允许该码元判断比MLSE-PSP提供的结果更精确。
在一个优选实施例中，每个码元的至少一个抽样是每个码元的一个抽样，并且通过执行维特比MLSE和PSP来处理每个码元的至少一个抽样。该至少一个抽样最好被前置滤波从而为MLSE-PSP处理调节该至少一个抽样。前置滤波器系数可以基于通信信道的信道系数而被计算出来。信道系数可以基于通信信道的已知码元而被计算出来。匹配滤波器可以包括接收机中频滤波器的结果。
在把所述一组匹配滤波抽样和硬码元判断组合以便获得软码元值时，硬码元判断可以经过表示发射滤波、一个多径传播信道和匹配滤波的一个复合滤波器而被传送。复合滤波可以是以在已知码元的帮助下产生的信道估计为基础的。复合滤波也可以是以硬码元判断为基础的。所述组合可以对于每一码元产生一个无码间干扰复数，以便提供均衡的软码元值。
根据本发明的另一方面，当处理软值以便对于多比特码元的每一比特获得软比特值时，码元可以被旋转通过22.5度，以便可能的码元值位于复平面中的22.5度的奇倍数。第一比特的软值可以只从软码元值的实部中被导出，并且第二比特的软值可以只从软码元值的虚部中被导出。对于每一码元，第三比特的软值可以从与第一和第二比特的硬判断结合的软码元的实部和虚部中被导出。来自在通信信道上接收的一个信号中的多比特码元的改良解码从而可以被获得。
最佳实施方式现在将在下文中参考附图更完整地描述本发明，附图中示出了本发明的优选实施例。然而，本发明可以被具体表达为许多不同的形式而不应该被解释为局限于在此处阐明的实施例；而是，提供这些实施例以使本公开将全面而完整，并且将把本发明的范围完全地表达给本领域技术人员。同样的数字在各图中指同样的元件。
正如本领域技术人员应该理解的那样，本发明可以被具体表达为方法、系统(设备)和/或计算机程序产品。因此，本发明可以采取完全硬件实施例、完全软件实施例或者软件和硬件两方面结合的实施例的形式。
本发明的各个方面在包括框图和流程图附图的下列图中被详细地说明。应该理解，每一个块以及块的组合都可以通过计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以被提供到一个处理器或其它可编程数据处理设备以便产生一个机器，以便在处理器或其他可编程数据处理设备上执行的指令产生用于实现在块或块组中规定的功能的装置。这些计算机程序指令还可以被储存在一个计算机可读的存储器中，其能够引导一个处理器或其他可编程数据处理设备来以一种特定的方式进行操作，以便储存在计算机可读存储器中的指令产生包括实现在流程图块或块组中规定功能的指令装置的一件产品。
因此，图中的块组提供用于执行规定功能的装置组合，用于执行规定功能的步骤组合以及用于执行规定功能的程序指令。还应该理解，附图的每一个块以及附图中的块组合都能够通过执行规定功能或步骤的基于专用硬件的计算机系统和/或通过专用硬件和计算机指令的组合来实现。
本发明接收通过扩散介质来自发射机中的一个信息调制信号。扩散介质把连续码元“拖尾”成为彼此产生码间干扰(ISI)。由于ISI，每一接收信号抽样取决于从M个码元字母表中选择的L个发射码元。这样一个信号的一个全最大似然序列估计器(MLSE)通常包括测试所有的ML个码元组合以便使用维特比算法来解码每一信号抽样。当M或L为大时这可能太复杂。
根据本发明，在上面引用的coinventor Zangi的申请系列中描述的一种均衡器技术可以首先被应用来获得码元的硬码元判断。特别地，执行信道估计以便确定一组信道系数，该信道系数描述每一信号抽样与L个码元的每一个的相关性。然后使用该信道估计来执行前置滤波器计算以便确定一个前置滤波，这将把L个码元上的相关性改变为适合于一个具有每一残存者处理的MLSE判断反馈抽头的MLSE均衡器的相关性。然后使用该确定的前置滤波器来执行前置滤波。然后，MLSE-PSP均衡被执行以便确定发射码元的一个估计。
根据本发明，这些码元估计可用于利用初始的信道估计来从初始的、未前置滤波的信号抽样中减去ISI，以便对于每个码元获得L个修改的信号抽样，其可以只取决于那一个码元，周围码元的影响已经被除去。然后，例如使用时间颠倒共轭信道估计来把L个码元组合作为最佳组合系数以便获得表示每个码元的单个复数。
在本发明的一个实施例中，由Z表示的复数被转换成码元的每一Log2(m)信息比特的软信息。8PSK调制的一种可仿效的技术包括把复数Z转动22.5度以便获得一个新的实部I和一个新的虚部Q，仅仅根据虚部Q形成B1的一个软值B1′，仅仅根据实部I形成比特B1的一个软值B1′，以及根据实部和虚部两部分形成B3的一个软值。还可以使用从除以最佳最终MLSE-PSP度量的信道系数的平方和中获得的总信号噪声比的一个估计来换算上述的三个软比特值。组合的软比特值然后可以以一种传统方式被一个纠错解码器处理以便纠正差错。
在本发明的第二实施例中，在例如使用一个MLSE PSP均衡器获得码元的第一硬判断之后，上面的返回替代程序可用来计算每个码元的单个复数。此单个复数然后被量化为字母表中最近的码元以便获得一个新的硬判断，由于前置滤波操作的影响，其可以在某些码元位置上与初始的MLSE-PSP硬判断有所不同。因为新的判断是以前置滤波之前的信号抽样为基础的，所以能够产生不需要遭受前置滤波损耗的一个更好的判断。在单个返回替代传送或者另外的再代替和迭代的任意期望次数之后，改良的硬判断可以被使用例如直到在硬判断中没有指出进一步改变为止。正如已经在上面描述的，改良的硬判断然后被转换成软判断。
每个接收到的抽样(前置滤波之前)可以由如下方程式来描述r(k)＝Co·S(k)+C1·S(k-1)+C2·S(k-2)....+C(L-1)·S(k-L+1).
因此，如果所有码元的第一估计是由诸如MLSE-PSP之类的第一均衡过程来提供，然后码元S(k-1)到S(k-L+1)的影响可以通过形成r′(k)＝r(k)-C1·S(k-1)-C2·S(k-2)-.......-C(L-I)·S(k-L+1)，
来减去，它现在是剩余项该一个测量，Co·S(K)。
为了执行上面的减法，理想的是具有信道系数Co，C1...C(L-1)的估计，它可以通过把接收信号与定期地包括在每个发射信号分段(例如一个TDMA猝发或时隙))中的一组已知码元进行相关来形成。优选地，通过解一个把信道系数和已知码元值与接收信号抽样进行关联的超尺寸联立方程式组来产生信道估计，如上面引用的美国专利No.5,557,645所述。
取决于码元S(k)的其他接收信号抽样为r(k+1)＝Co·S(k+1)+C1·S(k)+C2·S(k-1).
r(k+2)＝Co·S(k+2)+C1·S(k+1)+C2·S(k).
等等。通过减掉除了S(k)之外的所有码元的影响，修改的接收信号抽样r′(k)，r′(k+1)....r′(k+L-1)可以通过一个相关的信道系数而被获得，它可以仅仅取决于S(k)。根据最佳分集组合的理论，通过用相关信道系数的共轭来对每一个进行加权并相加，则这些值可以被最佳组合，因此获得如下被给出的一个复数ZZ＝Co*·r′(k)+C1*·r′(k+1).....+C*(L-1)·r′(k+L-1).
它现在是(Co2+C12...+C2(L-1)·S(k)，的一个测量，即，用在所有回波中它的总能量进行加权的码元S(k)的一个测量。
在coinventor Dent的申请日＿＿的标题为“8-PSK TransmitFiltering Using Reduced Look-Up Tables(使用简化查询表的8PSK发射滤波器)”相应的美国申请No.＿＿中，说明了一个8PSK星座可以被旋转通过+22.5°以便给出具有实部(I)和虚部(Q)的码元值，根据如下公式，每一个都只取决于每个8PSK码元的三个比特中的两个I＝aB2-bB2·B3 其中a＝0.5(sin(67.5°)+sin(22.5°))Q＝aB1+bB1·B3 并且b＝0.5(sin(67.5°)-sin(22.5°))在此申请中，22.5度旋转的星座被用于接收机解码。上面的公式描述了能量1的一个旋转8PSK码元的I、Q值，因此可以等同于在上面的Z的值(除了旋转和能量换算以外)。能量换算通常对应于一个值，即，它被希望获得用于软信息、但是对于三个比特B1、B2和B3的每一个被分成分开的软值。
因此，Z首先通过乘以ejπ/16被旋转通过22.5°从而获得旋转的实部和虚部(I，Q)。由于22.5°旋转，只有有关I分量的噪音现在可以影响比特B2，并且只有有关Q分量的噪声可以影响比特B1。
一个纠错解码器所需要的一特定比特的软信息是该特定比特等于布尔值1的概率(它可以通过在比特为1的所有四个码元上把误差按指数进行总和来得到)与布尔值为0的概率(它可以通过在比特为0的所有四个码元上把误差按指数进行总和来得到)之比的对数。可是，因为只是一个其他比特B3出现在分别地把I或Q与B2或B1关联的方程式中，所以总和范围减小为如下的B3的两个值(-1和+1)。B1的对数似然比只是虚部Q的函数，并被给出如下B1′=loge[ΣB3=-1B3=1e-(Q-S(a+bB3))22σq2ΣB3=-1B3=1e-(Q+S(a+bB3))22σq2]]]>在此，σq是有关Q部分的均方根噪声，而S2＝∑|Ck|2是总的接收信号功率。同样地，比特B2的对数似然比只是实部I的函数，并被给出如下B2′=loge[ΣB3=-1B3=1e-(I-S(a-bB3))22σi2ΣB3=-1B3=1e-(I+S(a-bB3))22σi2],]]>在此，σi是I部分的均方根噪声。
如果上面的精确公式要被估计，则应当指出，这些公式计算分子项的总和的对数，其对数被给出(它是指数中的幂)，并且也用于分母项。这是在标题为“Efficient Method for Averaging LogarithmicSignal Strength Values”(平均对数信号强度值的有效方法)的美国专利申请No.08/938,905和标题为“Method of AveragingLogarithmic Values”(平均对数值的方法)的08/938,410中处理的对数加法的问题，这两个专利申请都是coinventor Dent的，并且都是在1997年9月26日申请的，其公开在此被参考结合。在其中描述的技术可以被有利地应用来计算精确的软信息表达式。
可是，通过仅仅把其P(B3)是最大的那个项包括在上面的求和中(即，使用B3的硬判断)来近似该软信息是已知的。当这样做时，上面的表达式彻底地简化为B1′=(a+bB3)Q[2S/σq2]]]>并且B2′=(a-bB3)I[2S/σi2].]]>同样地，B3的软信息的完整表达式为B3′=loge[ΣB1,B2e-[(I-S(a-b)B2)22σi2+(Q-S(a+b)B1)22σq2]ΣB1,B2e-[(I-S(a+b)B2)22σi2+(Q-S(a-b)B1)22σq2]]]]>当只有B1和B2最大概率值被使用于上面的∑s中时，即，B1和B2硬判断被代入，并且对于有关I和Q值的相等噪声的传统情况，上面的表达式彻底地简化为B3＇＝b(B1·Q-B2·I)·(2S/σ2)因此，通过使用包括前置滤波来缩短信道脉冲响应的一个非最佳MLSE-PSP均衡器来实现第一解调，然后在包括一个最佳值匹配滤波的第二解调中使用如此获得的码元判断，包括ISI的去除以便对于每一码元获得一个复数，它然后按照上面的方式被转换成软信息，这样，一个改良的软解码结果可以被获取。作为选择，通过对于每个比特采取符号，则改良的软判断可以被转换成改良的硬判断。改良的硬判断，如果与原始的不同，可以被迭代地反代入直到获得收敛为止。
下列程序可以被用于ISI的去除，给出硬判断。首先，信号可能已经被接收机中频滤波器滤波并因此可能已经执行了一部分匹配滤波的事实可以被忽略。以一种不同的方式表示的、由下面方程式描述的匹配滤波表示总的滤波，包括中频滤波。
让系数Ck，k＝1，L描述由发射滤波形成的信道和长度L个码元的多个传播路径，并且让r(i)成为接收复数抽样。然后使用Zi=Σk=1k=LCk*ri+k,]]>来计算匹配滤波抽样，它是一个时间颠倒共轭信道滤波器。
确定的码元现在要被信道和匹配滤波器滤波，它的组合脉冲响应范围约从-(L-1)到+(L-1)码元，系数由如下给出Cj′=Σk=1k=LCk*Cj+k.]]>在此，求和范围只是在其j+k是在范围1到L内的项。确定的码元然后被滤波以便产生如下给出的值UiUi=Σj=-(L-1)j=+(L-1)Cj′S-j]]>从Zi中减掉Ui消除了ISI以及期望码元的贡献C＇oSi。因此，这被加回来以便给出期望的软码元值为(I，Q)i＝Zi-Ui+C＇oSi，其然后被转换成软比特值，如前所述。C＇o＝S2，如前面定义的总的信号功率。
同时，ei＝Zi-Ui可以被识别为信号抽样i和使用确定码元的预知值之间的误差。ei的实部的均方值还要产生I值的方差并且虚部的均方产生Q值的方差，它们是使用上面的公式来计算正确换算的软值B2′和B1′所需要的。B3′的简化公式可以使用这些方差的平均值，比如假定相等的I和Q噪声。
因此，使用来自第一通过的硬码元判断、把MLSE-PSP均衡器简化来计算软比特判断的第二通过解码可以包括利用一个时间颠倒共轭信道对接收信号进行匹配滤波的步骤。新的信道系数Cj′通过把原始的信道系数旋转匹配滤波系数来形成。Cj′以硬码元判断而被旋转以便形成信号预测。从匹配滤波信号抽样中减去信号预测以便获得I和Q预测误差值。I和Q预测误差值的方差被计算。根据码元的硬判断B1、B2和B3、总的信号功率Co′、与码元Si相关的预测误差ei以及预测误差的方差计算出每个码元Si的三个比特的软信息。
不论使用在上面给出的简化公式还是精确的公式，则使用比精确公式中所有项少的某个近似是可以由本领域技术人员根据上面的教义而选择的，可是其变化都被认为在本发明的精神和范围之内，正如权利要求所描述的。
实际上，接收信号通常被观测通过带通接收机滤波器，中频滤波器，以便消除带外干扰以及限制噪声带宽。中频滤波器通常抑制所使用的抽样速率的奈奎斯特带宽外的所有信号。例如可以两倍的码元速率对信号进行附加抽样，然后使用一个更宽的中频滤波器，它能够对接收信号的频率分量基本上没有影响。然后，影响信号的唯一的信道成分可能是发射滤波(脉冲整形)和传播路径。与这些匹配的一个滤波器可以以提高的输入抽样速率被数字地应用，同时以码元速率计算输出抽样。通过附
图1的框图来说明这类接收机的一个实施例。
现在参见附图1，信号在天线10处被接收并且经过一个双工器或发射/接收开关11到一个下变换器12。下变换器12对信号进行滤波以便把噪声带宽限制为低于AD转换器14的抽样速率的奈奎斯特带宽。
下变换器12和AD转换器14可以是零差类型，或者优选地是如下面的专利中所述的一种改良的零差接收机，这些专利是Lindquist等人的标题为“Slope，Drift and Offset Compensation in Zero-If Receivers(零If接收机中的斜率、漂移和补偿)”的美国专利No.5,712,637；coinventor Dent的标题为“Compensation for SecondOrder Intermodulation in a Homodyne Receiver(零差接收机中第二顺序交叉调制的补偿)”的5,749,051；coinventor Dent的标题为“Balance Companded Delta Conversion for Homodyne Receiver(零差接收机的平衡压扩式增量转换)”的5,614,904；Lindquist等人的标题为“Slope Drift and Off set Compensation in Zero-IfReceivers(零If接收机中的斜率、漂移和偏移补偿)”的5,568,520；以及coinventor Dent的标题为“D.C.OffsetCompensation in a Radio Receiver(无线电接收机中的D.C.偏移补偿)”的5,241,702。这些专利的所有公开在此通过参考全部被结合。
可替代地，下变换器12和AD转换器14可以形成如下面的专利中所述的一种对数极性接收机(logpolar receiver)，这些专利是coinventor Dent的标题为“Log-Polar Signal Processing(对数极性信号处理)”的美国专利No.5,048,059，coventor Dent的标题为“Direct Phase Digitization(直接相位数字化)”的专利5,084,669以及coinventor Dent的标题为“Encrypton(sic) System forDigital Cellular Communications(数字蜂窝通信的加密(sic)系统)”的专利No.5,148,485和/或coinventor Dent的标题为“Logarithmic Amplifier/Detector Delay Compensation(对数放大器/检测器延迟补偿)”的5,070,303的任何一个，这些专利的所有公开在此被参考结合。
AD转换器14把滤波后的接收信号数字化同时保存瞬时振幅和相位信息，以第一抽样速率按照极性、对数极性或笛卡尔格式把复数值抽样输出给一个数字信号处理器15。频率合成器13产生下变换的时钟和本机振荡器或者把一个精确的晶体16使用作为一个基准进行抽样。晶体频率也可以通过一个自动频率校正(AFC)环来微调，自动频率校正(AFC)环可以使用来自接收机的频率误差信息来纠正该石英频率，正如下面的专利中所述的coinventor Dent的标题为“Method ofRapidly Controlling the Frequency of a Coherent Radio Receiverand Apparatus for Carrying out the Method(快速控制相干的、无线电接收机的频率的方法以及用于执行该方法的设备)”的美国专利No.5,136,616；和/或Raith等人的标题为“Apparatus forCorrecting Frequency in a Coherent Receiver(用于在相干接收机中纠正频率的设备)”的美国专利4,947,409和/或Raith等人的标题为”Method of Controlling the Frequency of a Coherent RadioReceiver and Apparatus for Carrying out the Method”(控制相干无线电接收机的频率的方法以及用于执行该方法的设备)的5,093,848，这些专利的所有公开在此被参考结合。
数字信号处理单元15优选地包含一个用于接收数字化信号信息的缓冲存储器，因此保存在缓冲存储器中的信息不需要一个码元一个码元地实时被处理，而是可以在接收足够大一组信号抽样块(诸如一个TDMA时隙或猝发之类的，其包含要被解码的未知的信息码元以及协助信道估计的已知码元)之后被“脱机”处理。使用缓存器，还可按照自然的时间顺序时间倒序或者混合顺序来处理接收信号抽样，或者按照相同的或不同的方式处理多倍的抽样，正如下面的专利中所述的coinventor Dent等人的标题为“Diversity PI/4-DQPSKDemodulation(分集PI/4-DQPSK解调)”的美国专利5,841,816；coinventor Dent的标题为“Simultaneous Demodulation andDecoding of a Digitally Modulated Radio Signal Using KnownSymbols”(使用已知码元的数字调制无线电信号的同步解调和解码)的5；673,291；和/或coinventor Dent等人的标题为“Method andApparatus for Bidirectionally Demodulation of DigitallyModulated Signals(数字调制信号的双向解调的方法和设备)”的5,335,250，其公开在此被参考结合。
图2是根据本发明的解码方法和系统的实施例框图，其可以由附图1的信号处理器15来完成。正如已经描述的，图2的每一块和图2的块组合可以被具体表达为硬件、软件和/或它们的组合。
现在参见图2，例如来自图1的AD转换器14的输入信号抽样按照第一种方法被处理从而获得包含在一个信号抽样块中的信息码元的硬判断估计。第一处理例如使用一个利用与已知码元的相关来确定若干多径或信道系数的信道估计器22，和从信道系数中计算前置滤波器26的系数的一个前置滤波器计算机24，利用一个具有有限数量维特比状态的最大似然序列估计器28，其对接收信号抽样的应用将把信号抽样调节成为更好解码的，如上面引用的coinventor Zangi的申请中所述的一样。使用前置滤波26对接收输入信号抽样进行滤波，并且滤波抽样的MLSE 28解码被用来产生硬码元判断。可替代地，可以使用获得初始组的硬码元判断的其他技术。
本发明然后使用硬码元判断来再一次处理原始接收信号抽样以便获得表示每一码元组成二进制比特的对数似然比的软判断。如上所述，第二处理可以使用一个匹配滤波器计算机32，该匹配滤波器计算机32使用来自信道估计器22中的信道估计。一个匹配滤波器34对接收信号抽样进行滤波。使用信道滤波器和匹配滤波器，硬判断然后在组合器36中被组合。特别地，匹配滤波信号抽样可以与滤波码元相比较以便获得每个码元的一个失配或误差值并且误差的实部和误差的虚部的均方方差可以被计算。每个码元的硬判断然后可以与一个相应的误差值结合从而对于每一码元获得一个无ISI的复数。此复数在转换器42中被转换成软比特值。在纠错解码器46中被误差纠正解码之前，来自上面类型的好几个块解调中的软比特值然后可以在去交织器48中被去交织。
如上所述的解码的一个性能限制可能是信道估计的不准确度。可是，一旦数据码元的第一硬判断可用，处理信号的另一实施例可以包括使用这些来第二次执行信道估计。因此，可以通过把接收信号抽样或匹配滤波信号抽样与确定的码元进行相关来获得改良的信道估计。
软信息处理通过的信道估计被用来确定匹配滤波器系数。匹配滤波器最好与多径传播信道特性结合的发射脉冲整形相匹配。
当AD转换器14之前的接收机中频滤波器为窄并且已经与发射脉冲整形/频谱匹配时，通过与已知码元相关而输出的接收机滤波器的信道估计可以产生组合了发射脉冲整形、传播信道和接收滤波器的系数。而且，因为接收滤波器已经匹配了发射脉冲整形，所以只有与传播信道匹配的匹配滤波器的那部分可能被留下来应用。因此，可以期望通过观察已经经过发射和接收滤波器的那些码元来只估计接收滤波器之前的传播信道。这可以按照将描述的一种方式来完成。
假定接收滤波器与发射脉冲整形匹配。与此假设的任何不符合可以用传播信道来被集中。因此假定的发射和接收滤波器的组合是已知的，并且可以被应用到码元上以便对于每一码元获得一个滤波抽样作为复数序列v(i)。期望找到传播信道系数C(k)，k＝-L到+L，所以C(-L)v(i+L)+C(-L+1)v(i+L-1)....+Co.v(i)+C(1)v(i+1)...+C(L)v(i-L)＝r(i)对于所有的“i”。这是一组向量C＝C(-L)到C(+L)的超尺寸的联立方程式，系数矩阵V由v值组成。它的解是C＝(V#V)-1V#R，在此R是r(i)值的一个向量。
在上面估计的传播信道C可以是时间颠倒共轭并且被应用到接收信号抽样r(i)上以便产生匹配滤波抽样Z(i)。可替代地，估计剩余传播信道(代表在接收滤波器之后剩下来被应用的那部分匹配滤波)的其他技术可以被使用。
现在，由发射脉冲整形、多径传播信道和接收机匹配滤波组成的整个滤波可以被应用到确定的码元以便获得相应的Ui值来从Zi值中减去，剩下误差值ei。
可以通过使用确定的码元Si在另一估计过程中重新估计这整个滤波以便获得如下给出的新系数(S#S)-1S#Z在此，S是现在由符号序列Si的移位组成的一个矩阵，而Z是Zi值的一个向量。码元Si的移位可以用尾部比特接近Si序列的每个末端，其通常被发射来考虑尾端效应，并且其在通常所说的GSM数字蜂窝电话系统的规范中被识别，或者，码元Si的移位可以是用于发射上下斜坡的零值码元。这些尾部比特或斜坡码元可用来填充S矩阵的拐弯处。
因此上面的系数当应用到确定的码元Si上时结果造成如下给出的值UiU＝S(S#S)-1S#Z.
然后，安排作为向量E的值ei被给出如下E＝Z-U＝(I-S(S#S)-1S#)Z.
这个表达式因此是给出匹配滤波接收抽样Zi和一组硬码元判断Si的e值的一种封闭形式。e值然后可以如上所述被处理以便确定软比特值。
根据本发明的数字信号处理的流程图在图3中被说明。正如图2中的情况一样，图3的每一块和图3的块组合可以被具体表达为硬件、软件和/或它们的组合。
参见图3，在块100，接收机接收滤波器和数字化抽样，其然后被储存在缓冲存储器中。在块110，在每组抽样(比如一个TDMA时隙或猝发)被采集之后，按照第一方式来处理这些抽样以便获得硬码元判断。在块120，使用一个匹配滤波器对原始数据进行滤波。可替代地，在块120处，在特别情形中可能被认为是最佳的其他滤波可以被使用，但是当接收机输入处的噪声是白噪声时，匹配滤波器或时间颠倒共轭信道滤波器可能是最佳的。同时，记住上面的讨论，在块120处的滤波最好只应用大于所需要的接收机中频滤波的剩余数量的滤波如此以致总的滤波是一个匹配滤波。可以使用非匹配滤波的情形包括噪声或干扰不具有一个白色频谱的那些情形。在这种情况下，滤波可以通过倾斜到最大干扰分量的抑制来偏离一个信号匹配滤波器。最佳滤波应用在这种有色噪声的存在中是在本领域已知的。
在块130，已经确定的码元和匹配滤波信号抽样一起被使用来计算每一码元的一个复数，其表示“软”码元值，加上噪音或误差值的均方值。当简化的表达式被用于计算逐位的对数似然比时，每一字块，每一猝发或每一时隙噪声方差可用来由发射机交织器正确地为来自相对于另外一个字块中的比特的一个字块中的比特的软信息。这个“每一时隙”方差等于使用于Hammar的二进制码元的软信息公式中的“最终度量”，正如在下面的专利中所公开的标题为“Method ofGenerating Quality Factors For Binary Digits Obtained in theViterbi-Analysis of a Signal(产生在信号维特比分析中获得的二进制位数字的品质因数的方法)”的美国专利No.5,099,499，其公开在此被参考结合。
在块140，每一码元复数数目用噪声方差来处理以便获得多比特码元的每个比特的逐位软信息。然后，这样的逐位软值的若干字块在块150被采集，并且当整个交织字块已经被采集时，通常包括在块100-140中处理的四个猝发或时隙，则根据一张交织表来按照一种重新排序的形式处理软信息，并且使用一个卷积的解码器或涡轮解码器进行误差纠正解码以便获得硬解码信息比特。硬解码信息比特还可以被提交给一个循环冗余校验(CRC)以便核实正确解码。
如果正确解码被核实，那么操作已经成功并且可以终止。如果正确解码未被核实，作为选择，可以通过与来自块110中的硬判断相比较确定逐位软信息是否包含符号改变从而来执行另外的迭代。如果是，那么硬判断可以被修改来与软信息的符号一致，然后从块130重新处理。在上面处理上的许多变化可能取决于交织的精确性质，即，取决于字块或字块对角线交织是否被使用，或者在上面参考中所描述的交织的最佳化形式。所有这些变化被认为是在由所附权利要求来描述的本发明的精神和范围之内。
在附图和说明书中，已经公开了本发明的典型优选实施例，并且，虽然使用了特殊的术语，但是只是以一种一般的并且描述性的理解而非限制性的目的来使用它们，本发明的范围在所附权利要求中被提出。
权利要求
1.一种对来自在通信信道上接收的一个信号中的多比特码元进行解码的方法，包括如下步骤从在通信信道中收到的信号中获得每个码元的至少一个抽样；处理每个码元的所述至少一个抽样以便获得码元的硬码元判断；对每个码元的所述至少一个抽样进行匹配滤波以便获得包括每一码元一个抽样的一组匹配滤波抽样；组合所述一组匹配滤波抽样和硬码元判断以便获得软码元值；和处理所述软码元值以便获得所述多比特码元的软比特值。
2.如权利要求1所述的方法，其中，每个码元的所述至少一个抽样是每个码元的一个抽样。
3.如权利要求1所述的方法，其中，处理每个码元的所述至少一个抽样的步骤包括如下步骤对于每个码元的所述至少一个抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)以便获得所述码元的硬码元判断。
4.如权利要求1所述的方法，其中，处理每个码元的所述至少一个抽样的步骤包括如下步骤对于每个码元的所述至少一个抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)以便获得所述码元的硬码元判断。
5.如权利要求4所述的方法，其中，处理每个码元的所述至少一个抽样的步骤之前是对所述至少一个抽样进行前置滤波以便调节所述至少一个抽样用于MLSE-PSP处理的步骤。
6.如权利要求5所述的方法，其中，前置滤波的步骤包括基于通信信道的信道系数计算前置滤波器系数的步骤。
7.如权利要求6所述的方法，其中，前置滤波的步骤之前是基于通信信道的已知码元计算信道系数的步骤。
8.如权利要求1所述的方法，其中，获得至少一个抽样的步骤包括如下步骤使用一个中频滤波器对接收信号进行滤波，并且其中对所述至少一个抽样进行匹配滤波的步骤包括步骤对包含所述中频滤波器影响在内的每个码元的所述至少一个抽样进行匹配滤波，以便获得包括每一码元一个抽样的一组匹配滤波抽样。
9.如权利要求1所述的方法，其中，组合步骤包括让硬码元判断通过表示发射滤波、多径传播信道的一个复合滤波器的步骤和匹配滤波的步骤。
10.如权利要求9所述的方法，其中，复合滤波器是以使用已知码元产生的信道估计为基础的。
11.如权利要求9所述的方法，其中，复合滤波器是以使用已知码元和所述硬码元判断所产生的信道估计为基础的。
12.如权利要求1所述的方法，其中，组合步骤包括把所述一组匹配滤波抽样和硬码元判断组合以便获得补偿码间干扰(ISI)的软码元值的步骤。
13.如权利要求1所述的方法，其中，处理所述软码元值的步骤包括步骤表示码元旋转通过22.5度以便可能的码元值位于复平面中22.5度的奇倍数。
14.如权利要求13所述的方法，其中，只是从所述软码元值的实部中导出第一比特的一个软值并且其中只是从所述软码元值的虚部中导出第二比特的一个软值。
15.如权利要求13所述的方法，其中，结合第一和第二比特的硬判断，从一个软码元的实部和虚部中导出每一码元的第三比特的一个软值。
16.一种对在通信信道上接收的一个信号进行解码的方法，包括如下步骤抽样所述信号以便获得输入信号抽样；处理所述输入信号抽样以便获得硬码元判断；对输入信号抽样进行滤波以便获得滤波抽样；组合所述滤波抽样和所述硬码元判断以便获得均衡的软码元值；和把均衡的软码元值转换以便获得软比特值。
17.如权利要求16所述的方法，其中，处理步骤包括如下步骤对所述输入信号抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)以便获得所述硬码元判断。
18.如权利要求17所述的方法，其中，处理步骤之前是对输入信号抽样进行前置滤波以便调节所述输入信号抽样用于MLSE-PFP处理的步骤。
19.如权利要求16所述的方法，其中，所述滤波步骤包括对所述输入信号抽样进行匹配滤波以便获得滤波抽样的步骤。
20.如权利要求16所述的方法，其中，转换步骤后面跟着如下步骤对所述软比特值进行去交织以便获得软编码比特值；和对所述软编码比特值进行纠错解码以便获得解码比特。
21.一种用于对来自在通信信道上接收的一个信号中的多比特码元进行解码的系统，所述系统包括装置，用于从在通信信道中收到的信号中获得每个码元的至少一个抽样；装置，用于处理每个码元的所述至少一个抽样以便获得所述码元的硬码元判断；装置，用于对每个码元的所述至少一个抽样进行匹配滤波以便获得包括每一码元一个抽样的一组匹配滤波抽样；装置，用于组合所述一组匹配滤波抽样和硬码元判断以便获得软码元值；和装置，用于处理所述软码元值以便获得所述多比特码元的软比特值。
22.如权利要求21所述的系统，其中，每个码元的所述至少一个抽样是每个码元的一个抽样。
23.如权利要求21所述的系统，其中，用于处理每个码元的所述至少一个抽样的装置包括装置，用于对于每个码元的所述至少一个抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)以便获得所述码元的硬码元判断。
24.如权利要求21所述的系统，其中，用于处理每个码元的所述至少一个抽样的装置包括装置，用于对于每个码元的所述至少一个抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)以便获得所述码元的硬码元判断。
25.如权利要求24所述的系统还包括装置，用于对至少一个抽样进行前置滤波以便为用于执行MLSE-PSP处理的装置调节至少一个抽样。
26.如权利要求21所述的系统，其中，用于处理所述软码元值的装置包括装置，用于表示码元旋转通过22.5度以便可能的码元值位于复平面中22.5度的奇倍数。
27.一种用于对在通信信道上接收的一个信号进行解码的系统，所述系统包括装置，用于抽样所述信号以便获得输入信号抽样；装置，用于处理所述输入信号抽样以便获得硬码元判断；装置，用于对所述输入信号抽样进行滤波以便获得滤波抽样；装置，用于组合所述滤波抽样和所述硬码元判断以便获得均衡的软码元值；和装置，用于把均衡的软码元值转换以便获得软比特值。
28.如权利要求27所述的系统，其中，用于处理的装置包括装置，用于对所述输入信号抽样执行维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)以便获得所述硬码元判断。
29.如权利要求28所述的系统还包括装置，用于对输入信号抽样进行前置滤波以便为用于执行MLSE-PSP处理的装置调节所述输入信号抽样。
30.如权利要求27所述的系统还包括装置，用于对所述软比特值进行去交织以便获得软编码比特值；和装置，用于对所述软编码比特值进行纠错解码以便获得解码比特。
31.一种对来自在通信信道上接收的一个信号中的多比特码元进行解码的系统，所述解码系统包括一个接收机，它从在通信信道中收到的信号中获得每个码元的至少一个抽样；一个均衡器，其响应于每个码元的所述至少一个抽样来产生所述码元的硬码元判断；一个匹配滤波器，其响应于每个码元的所述至少一个抽样来产生包括每一码元一个抽样的一组匹配滤波抽样；一个组合器，其响应于所述一组匹配滤波器抽样和所述硬码元判断来产生软码元值；和一个转换器，其响应于所述软码元值来产生所述多比特码元的软比特值。
32.如权利要求31所述的系统，其中，每个码元的所述至少一个抽样是每个码元的一个抽样。
33.如权利要求31所述的系统，其中，均衡器包括一个维特比最大似然序列估计(MLSE)均衡器。
34.如权利要求31所述的系统，其中，均衡器包括一个维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)均衡器。
35.如权利要求34所述的系统还包括一个前置滤波器，其响应于至少一个抽样来为MLSE PSP均衡器调节所述至少一个抽样。
36.如权利要求35所述的系统还包括一个信道估计器，其计算来自所述输入信号抽样中的信道系数；和一个前置滤波计算机，其响应于所述信道系数来计算所述前置滤波器的前置滤波系数。
37.如权利要求31所述的系统，其中，所述转换器表示码元旋转通过22.5度以便可能的码元值位于复平面中22.5度的奇倍数。
38.一种对在通信信道上接收的一个信号进行解码的系统，所述解码系统包括一个AD转换器，其抽样所述信号并把抽样转换为数字输入信号抽样；一个均衡器，其响应于所述数字输入信号抽样来产生硬码元判断；一个滤波器，其响应于所述数字输入信号抽样来产生滤波抽样；一个组合器，其响应于滤波抽样和硬码元判断来产生均衡软码元值；和一个转换器，其响应于均衡软码元值来产生软比特值。
39.如权利要求38所述的系统，其中，均衡器包括一个维特比最大似然序列估计(MLSE)和每一残存者处理(PSP)均衡器。
40.如权利要求38所述的系统，其中，所述滤波器包括一个匹配滤波器。
41.如权利要求38所述的系统还包括一个去交织器，其响应于所述软比特值来产生软编码比特值；和纠错解码器，其响应于所述软比特值来产生解码比特。
全文摘要
通过把从输入信号抽样中而来的一个匹配滤波器信号和从输入信号抽样中而来的硬判断进行组合从而对来自在通信信道上接收的一个信号中的多比特码元进行解码，以便获得软码元数值。可以对前置滤波输入信号抽样执行MLSE－PSP处理以便获得硬判断。初始的、未前置滤波的输入信号抽样还可以被匹配滤波以便确定改良的软信息，从而允许该码元判断比MLSE－PSP提供的结果更精确。软码元数值然后可以被处理以便获得所述多比特码元的每个比特的软比特数值。特别地，软码元数值然后可以被转换成软比特值并被交织以便提供软编码比特值。纠错解码然后可以被应用到软编码比特值上以便提供解码比特。
文档编号H04L25/03GK1398477SQ01804666
公开日2003年2月19日 申请日期2001年1月16日 优先权日2000年2月8日
发明者P·W·登特, K·赞吉 申请人:艾利森公司