专利名称：数字调制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种包含一时钟脉冲频率的数字调制器并且该数字调制器可以对由在码元频率上取样的码元所组成的数字信号进行处理。本发明还涉及对适合于所述调制器的信号进行处理的方法。该数字调制器尤其是在通过诸如电缆这样的有线介质、诸如电波这样的空气介质或者诸如光纤这样的光学介质来传输数字信号的过程中提供了一种特殊的应用。
背景技术：
与1997年9月17日申请的专利US6134225对应的1996年9月19日申请的专利FR2753590描述了一种通过卫星而用于数字传输的系统。该系统包括一个数字调制器。该调制器包括一个可产生一固定时钟脉冲频率的振荡器。在数字信号的传输体系内，所述信号被处理为码元的形式以传输。码元频率与这些码元的传输有关。例如，在通过电缆传输数字信号的体系内，码元频率包括由诸如DAVIC(可视化数字音频协会)，-DVB(数字视频广播)或者其他的DOCSIS(电缆服务接口技术要求上的数据)这样的标准内部所规定的值，-DVB是由ETSI(欧洲远程通信标准协会)出版的参考书目ETS300800，DOCSIS是由RFI(射频接口)出版的参考书目SP-RFI-104-98724。所述的值分别是256kbit/s或者是1,544Mbit/s的倍数要不然是160ksymb/s。根据所使用的码元频率，调制器的时钟脉冲频率是适当相关的。这样，根据所执行的标准，时钟脉冲频率按照以下的方法来选择，即所选择的时钟脉冲频率是可用码元频率的最小公倍数。在当前的系统中，时钟脉冲频率与码元频率的比值必须是整数并且有时甚至是2的乘方。
尽管现有技术可以处理几个码元频率，但是这种处理的复杂度随所使用的码元频率而增加。此外，这种系统相当不灵活，因为它不允许码元频率范围的连续使用。
发明内容
因此本发明的目的是要解决一个技术问题，即本发明提出了一种包含一时钟脉冲频率的数字调制器并且该数字调制器可以对由在码元频率上取样的码元所组成的数字信号进行处理，同样提出了一种相关的数字信号处理方法，其可以简化码元频率的处理并可扩大所述调制器所使用的码元频率的范围。
根据本发明的第一个目的，所提出的一个解决技术问题的方案其特征在于数字调制器包括·插入装置，可以根据插入参数和来源于数字信号的信号而插入一个新的取样，插入参数被计算以作为一变量和码元频率与时钟脉冲频率之间的实际比值的函数。
根据本发明的第二个目的，解决方案的特征在于处理数字信号的方法包括步骤·计算插入参数；·根据插入参数和来源于数字信号的信号计算一个新的取样，插入参数被计算以作为一变量函数和码元频率与时钟脉冲频率之间的实际比值的函数。
这样，如后面所详细描述的，插入装置可以按照时钟脉冲频率不再取决于码元频率或者用户所希望使用的频率这样的方式来处理数字信号。比值的选择是无限制的。因此取样频率的处理更加灵活和简单。
结合所附的附图，随后的描述很清楚的解释了本发明的实质，其中整个描述是通过非限制性的实例给出的。
图1利用图解说明了根据本发明的数字调制器的结构；图2是图1的调制器所处理的码元的示意图；图3是包括在图1的调制器中的插入装置的示意图；图4利用图解说明了图3的插入装置的第一部分；图5表示有关图3的插入装置的参数的曲线图；图6表示由图3的插入装置所执行的计算流程图；图7利用图解说明了图3的插入装置的第二部分。
具体实施例方式
本发明的当前描述涉及一种在基于电缆的交互方式领域中所使用的示例性的数字调制器DM。在这个领域中，数字信号通过诸如同轴电缆和光纤这样的用于混合传输的物理通道而被交换。数字调制器DM允许通过这样的一个通道来传输这些信号。图1表示所述调制器DM的结构示意图。所述的调制器包括一个时钟脉冲频率Fclk，错误检测装置ENC，扰频装置RAND，标记装置MAP，第一滤波装置FIR，插入装置INT以及在载波频率Fca上进行调制的调制装置MOD。
数字调制器DM从一个或多个诸如电缆调制解调器的存贮器这样的信号源中接收作为输入的数字信号DS。所述信号DS是由字节组成的并且根据以字节/秒为单位的第一频率Fby而传输。为了在信道上传输所述的数字信号DS，调制器传输正弦形的信号。为此，在载波频率Fca上调制数字信号DS。载波频率由所使用的标准确定。因此，对于DVB标准载波频率可以取5MHz和65MHz之间的值，而对于DOCSIS标准载波频率可以取5MHz和42MHz之间的值。然而，在执行调制之前，几个在先的步骤是必须的。我们以相位正交QPSK(正交相位移动键控)调制为例。下面描述其步骤。
在通过信道CHA传输信号DS期间，信道会引起干扰，使在接收DS期间导致错误。同时，错误检测装置ENC可按照检测错误接着校正错误的方法来传输所述的信号DS。装置ENC是以所谓的“里德-索罗蒙码”规则的冗余度和似然度为依据的，对于本领域普通技术人员而言“里德-索罗蒙码”规则是公知的。在所述检测装置ENC输出信号时，根据以比特/秒(一个字节等于8比特)为单位的二进制频率Fbi，数字信号以二进制格式被串行化。
信号源SRC传输先验的任意位序列。必须避免传输一个常数序列，这会影响在通道CHA上传输大功率的纯频率，且会冒损坏通道的风险。为了避免这样一个风险，扰频装置RAND用一个伪随机序列对数字信号进行扰频以致使数字信号变为伪随机序列，也就是说在短期内是随机的。
然而，二进制数字信号不在通道CHA上直接传输。它以码元SYMB的格式进行传输。当输入时标记装置MAP恢复二进制信号的位并且以码元SYMB的格式对它们进行编码。
用符号表示的别的方式，每一个码元SYMB对I、Q这两位编码；例如，这对应着下面的代码。
信号的传输于是由码元频率Fsy表示。在这个实例中，二进制频率Fbi等于码元频率Fsy的两倍。这样，在数字调制器不包括任一标记装置的情况下所传输的最大量的比特位是加倍的。
传输通道CHA拥有被多个用户共享的带宽。因此，由每个用户所传输的信号只有有限的频带。为了做到这一点，最好是使用由第一匹配滤波装置FIR组成的调制器。此外，具有该滤波器的调制器设法使会引起所传输的信号失真的码元间干扰(ISI)减到最小。为此，所使用的第一滤波装置FIR，例如，是一个源于尼奎斯特提出的带衰减因子α的余弦滤波器，这对于本领域普通技术人员来说是公知的。在这种情况下，在滤波器的输出，我们具有在第一频率取样FA＝2Fsy处取样的数字信号S(TA)。
接着，插入装置INT可在第二频率取样Fclk＞2Fmax处重复取样数据信号S(TA)，Fmax是在载波频率Fca上传输的信号的最大频率，以致符合由香农定理规定的标准，并且Fclk是数字调制器DM的时钟脉冲频率。应注意的是Fmax＝Fca+Fsy(1+α)。α是衰减因子并且等于DVB标准中的30％以及MCNS标准中的25％。
根据非限制性的实施例，插入装置INT在US05349548专利中描述，该专利授予菲利普电子设备公司，其申请日为1993年5月13日。该专利的整个内容被认为是形成本申请的整体部分。插入装置INT可以根据所取样的输入数字信号S(TA)，通过将所述的信号人为的延迟ΔT而开始进行插入，以致计算新的取样OUT。所需要的最大延迟ΔT被估计为加上或减去TA/2，其中TA是输入时取样的周期。根据输入取样S(TA)，可被计算的所有新取样OUT按照这种方式被覆盖。例如，如果有三个输入取样S(1)，S(2)和S(3)，将计算[S(0，5)，S(1，5)]、[S(1，5)，S(2，5)]以及[S(2，5)，S(3，5)]之间的新取样。为了计算新取样OUT，必须给输入取样S(TA)加入校正项。校正项是一个函数
G(δ)＝|δ|*(|δ|*F1+(1-|δ|)*SIGN*F2)(1)。如我们将在后面的详细描述所见的，所述函数G(δ)与一个表示所述延迟ΔT的传输函数H(Z)＝Z-/2相对应。我们知道ΔT＝*TA/2，且＝-1，...，1...，表示相对于TA/2而标准化的一个延迟。
我们下面将会知道是怎样计算这个函数的以及它的组成项对应何处。
如图3所示，插入装置INT最好包括—第二滤波装置FIRA；—控制装置CNTRL，—用于计算取样的装置MIXER。
第二滤波装置FIRA对输入的数字信号S(TA)进行滤波以致可获得包括基本信号和滤波信号的导出信号。这样，根据数据输入信号S(TA)的取样，我们可获得两个未滤波的基本取样LS和TS、第一滤波参考信号F0，以及第二滤波信号F2。根据非限制性的实施例，图4给出了第二滤波装置FIRA的结构。所述的装置包括一个延迟线以及乘式系数CL，CD。延迟线是由迟延Z-1组成，每一个迟延根据取样周期TA而延迟输入取样S(TA)。通过这种方式可以获得基本信号LS和TS。通过附加的步骤可以获得滤波信号F0和F2，该附加的步骤就是将延迟的输入取样S(TA)分别乘以五个乘式系数CL1至CL5以及两个乘式系数CD1至CD2。这些系数分别是值80/128，-23/128，10/128，4/128，1/128以及-1/32，2/32。此后，如图4所示，对取样的集合求和。
控制装置CNTRL提供了与每一个将被插入的取样相关的插入参数，即通过插入计算。在时钟Fclk的每一个上升沿，提供了两个插入参数δ和SIGN，这样做，最好是根据数量上受控的振荡器NCO。图5b给出了这两个参数。第一插入参数δ与前面所了解的延迟的补码值相关，因此δ＝-1，...，1。振荡器NCO包括一个相位参数μ因此|δ|＝|2*(μ+0.5)|以及SIGN＝-SIGN(μ+0.5)(2)用于计算取样的装置MIXER根据插入参数δ和SIGN以及从数据信号S(TA)导出的信号来计算新的取样OUT。导出信号是两个公知的基本信号LS和TS以及两个滤波信号F0和F2。取样OUT的插入在两个基本信号LS和TS之间并按照如下进行。图6的流程图用图解法给出了下面所介绍的各个步骤。
在初始化相位START期间，相位参数μ最好被初始化为-1以致锁定第一个基本取样TS。
在第一步骤A)，根据前面所描述的图4的第二滤波装置FIRA，计算第一滤波参考信号F0以及第二滤波信号F2。如图5a所示，将δ＝0时的参考信号作为第一滤波参考信号F0。在图5a中，n是整数。同时恢复基本信号LS，TS。
在第二步骤B)，根据(2)计算插入参数δ和SIGN。
在第三步骤C)，如此计算F1F1＝(最接近的取样-F0)(3)最接近的取样是一基本取样，该基本取样最接近要计算的OUT取样，即当δ＞0时，F1＝LS-F0，当δ＜0时，F1＝TS-F0，在第四步骤D)，计算前面我们所看到的函数G(δ)＝|δ|*(|δ|*F1+(1-|δ|)*SIGN*F2)。图7给出了非限制性的用于计算取样的装置MIXER的实施例，该MIXER可获得所述函数G(δ)。
在第五步骤E)，如此计算新的取样OUTOUT＝F0+G(δ)在第六步骤F)，相位参数μ增加了一比值R。所述比值R等于输入取样的频率FA与时钟脉冲频率Fclk的比值，即R＝FA/Fclk或者R＝2Fsy/Fclk当相位参数μ是负值时，前面的步骤从步骤B)重新开始以用于一个新的取样OUT。
只要相位参数μ变为正值，所述参数减1并且前面的步骤从步骤A)重新开始以用于一个新的取样OUT。减操作可锁定关于插入到已知的基本取样TS和LS，因为在延迟线上取样已经移动了一个周期TA。
当不再有取样S(TA)时停止，也就是说当不再有信号传输时停止。因此，获得了以时钟脉冲频率Fclk重复取样的输出信号y(Tclk)并且我们有插入参数δ和SIGN，以及相位参数μ，其中插入参数δ和SIGN被计算作为一变量和码元频率Fsy与时钟脉冲频率Fclk的实际比值R的函数，相位μ可计算所述的插入参数δ和SIGN以作为所述比值R的函数。
介于两个基本取样TS和LS之间的所要求的许多取样被计算。它足以处理两个基本取样TS和LS之间的插入，尤其是所要求的比值R的函数。例如，如果R＝10，我们计算从输入取样S(1)和S(2)开始的两个基本取样TS和LS之间的10次取样OUT(1，0)，OUT(1，1)，OUT(1，2)，OUT(1，3)，OUT(1，4)，OUT(1，5)，OUT(1，6)，OUT(1，7)，OUT(1，8)以及OUT(1.9)。在第二个例子中，如果R＝2，我们计算从输入取样S(3)和S(4)开始的两个基本取样TS和LS之间的2次取样OUT(3，0)，OUT(3，5)。
这样，根据所描述的系统，无论哪一种输入取样FA的频率，也就是说，在传输期间无论使用哪一种码元频率Fsy，容易用比值R的新值对数量上受控的振荡器NCO编程以考虑到这个新的码元的频率Fsy。在这种情况下，从初始化步骤START重新开始步骤。
所述的比值R可以为任意的实际值。这实际上允许灵活的处理所述的码元频率。
最后，在第三个步骤3)，在插入装置INT的输出处调制装置MOD可对在载波频率Fca上重复取样的信号进行调制。接着，所述信号被传输到信道CHA。
值得注意的是，根据另外一个实施例，依靠数量上受控的振荡器NCO，取样信号通过将相位参数μ初始化为大于或小于-1的值而及时移动。这有利于对在与时间窗口有关的信道上进行传输的数字信号DS的传输进行处理，其中时间窗口与所述的调制器有关。这有利于当有几个发送源的情况。此外，允许对所述时间窗口进行微调。
然而，仍存在最后一个问题。特别是，数字调制器DM的所有装置必须互相同步，特别是由于用在所述装置的每一个阶段的各种频率。这样，必须将由调制装置MOD所接收的取样与插入的取样的计算同步，将所述取样的计算与由第一滤波装置FIR输入的数字信号S(TA)的取样的发送同步等等，并且这样一直向前直到所述调制器DM的电路的开始。这种同步过程一般被称为“同步交换过程”。同时，当然，数字调制器DM最好包括合适的信号同步装置(未给出)用以执行所述的同步。例如，这些装置是存储信号的队列，同时这些装置在等待下一个装置读取它们，或者这些装置是控制信号以通知信号是可用的或者信号是可读的。这样，一旦当前的输出信号被下一个装置使用以及一旦来自前一个装置的输入信号是可用的，每一个装置就发出一个新的输出信号。
这样，根据插入，所描述的本发明具有不再根据时钟脉冲频率Fclk而产生码元频率Fsy这样的优点。
本发明还具有另外一个优点，即可以自由的选择码元频率Fsy，而不管所使用的时钟脉冲频率Fclk。这可优化信道带宽的使用，特别是当有几个发送源时。具体的说，如果我们有一个信道，对于该信道我们使用5.5MHz与8.5MHz之间的载波频率以及大约1MHz的码元频率，并且如果有公用该信道的四个发送源，那么每一个发送源分别使用间隔为[5MHz 6MHz]，[6MHz 7MHz]，[7MHz8MHz]以及[8MHz 9MHz]的信道。当7.9MHz与8.4MHz之间的部分信道存在噪音时，根据本发明，可选择衰减因子内的其他两个0.6MHz和0.9MHz的码元频率，按照这种方式使用间隔为[5MHz 6MHz]，[6MHz 7MHz]，[7MHz7.9MHz]以及[8.4MHz 9MHz]的信道。以前，发送源按照下面的方式分列在信道上[5MHZ 6MHZ]，[6MHZ 7MHz]，单独一个间隔用于两个发送源。7MHz与8.4MHz之间的部分信道未使用，尽管是可用的。还要注意的是根据本发明的设备与包括几个振荡器用于处理多个码元频率的设备相比具有便宜和较不复杂的优点。
我们现在解释一下函数G()与表示所述延迟ΔT的传输函数H(Z)＝Z-/2在什么方面相对应。Z＝ejθ具有径向频率θ＝ω*TA。我们可获得幅度为1，相位为φ＝-θ/2的H(ejθ)＝e-jθ/2。在复合项中，H(θ)＝cos(θ/2)-j.sin(-θ/2)。当＝0时，我们将当前的取样作为参考。为了计算所希望的取样H(Z)，我们利用滤波装置FIRA产生一个半周期TA/2的延迟以获得第一滤波信号F0，并且计算什么必须加上G(Z)到一个最接近的取样(1)。我们可以这样获得微分函数G(Z)或校正项G(Z)＝H(Z)-1(4)，例如G(ejθ)＝H(ejθ)-1＝e-jθ/2-1＝e-jθ/4.(e-jθ/4-e+jθ/4)＝-e-jθ/4.2j.sin(.θ/4)这等价于G(ejθ)＝-j.2sin(.θ/4).e-jθ/4(5)在复合项中，我们可获得G(θ)＝cos(.θ/2)-1-j.sin(.θ/2)等式(5)被重写如下G(.θ)＝.[(θ/2).(sin(.θ/4)/(.θ/4)).-j.e-jθ/4]对于≌1，方括号间的项被写为F1＝j.2sin(θ/4)e-jθ/4，并且对于≌0，(sin(.θ/4)/(.θ/4))≌1，方括号间的项被写为F2＝-j.θ/2。这样，函数G(θ，)可被写为G(θ，)＝.[k1().F1+k2().F2]+Fe，其中k1和k2是适当的因子并且Fe是近似项。对于＝1而言我们这样定义第一滤波信号F0即F0＝e-jθ/2。这样，根据关系式(4)F1＝F0-1。我们选择近似值以使Fe＝0并且k1和k2是的线性函数。我们取k1＝，k2＝1-并且我们可获得G()＝[.F1+(1-).F2] (6)到目前为止，我们取当前取样作为＝0时的参考取样。在这种情况下，当改变了符号时，为了计算所需的取样，必须增加一个附加的延迟并且我们必须重新计算第一滤波信号F0以及随后的F1。因此，关系式6只是在的限制域，例如0，...，1或者-1，...，0是有效的。由此，可很简单地取第一滤波信号F0作为参考取样以计算所需的取样。在这种情况下，当改变了符号时，未滤波的取样而不是滤波的取样不得不在一个周期TA内移位。这样，不必增加一个附加的延迟，因为未滤波的基本取样LS和TS可直接从延迟线上推算出，滤波的参考信号F0是从延迟线上发出的。只有延迟必须通过取它的补码值δ而被修改，δ与前面所了解的第一插入参数相对应。图5a和5b给出了基本取样LS和TS，以及参考取样F0和所需要的取样OUT之间的关系曲线。
结果是信号F1按照F1＝最接近的取样-F0而计算，而不是按照F1＝F0-最接近的取样，因为参考信号已经移动了半个周期TA/2。
因此，我们可获得微分函数G(δ)＝|δ|(|δ|.F1+(1-|δ|).SIGN.F2)。
当然，本发明的范围是不受所描述的实施例的限制的，可以扩展到其他实施例中，例如，插入装置INT的第二滤波装置FIRA具有三个乘式系数CL1，CL2，CL3这样的结构，这三个系数用于被滤波的参考信号F0的各个值39/64，-9/64以及2/64。
值得注意的是这样的数字调制器可尤其用于一个交互的机顶盒或是一个电缆调制解调器中。
当然，本发明决不限于有线电视，它也可延伸到其他的领域，尤其是使用数字调制器的所有领域，例如卫星领域或地面传输领域。
权利要求
1.一种包含一时钟脉冲频率(Fclk)并可对数字信号(S(TA))进行处理的数字调制器(DM)，其中数字信号(S(TA))是由在码元频率(Fsy)上所取样的码元(SYMB)组成的，其特征在于该数字调制器包括插入装置(INT)，可根据插入参数(δ，SIGN)和从数字信号(S(TA))获得的信号(LS，TS，F0，F2)而插入一个新的取样(OUT)，插入参数(δ，SIGN)被计算以作为一变量以及码元频率(Fsy)与时钟脉冲频率(Fclk)的实际比值(R)的函数。
2.如权利要求1所述的数字调制器，其特征在于插入装置(INT)包括滤波装置(FIRA)和控制装置(CNTRL)，滤波装置(FIRA)根据数字信号(S(TA))可获得包括基本信号(LS，TS)和滤波信号(F0，F2)的导出信号，控制装置(CNTRL)可提供所述的插入参数(δ，SIGN)。
3.如权利要求1所述的数字调制器，其特征在于数字调制器包括一个可初始化相位参数(μ)的振荡器(NCO)，所述参数可计算所述的插入参数(δ，SIGN)以作为所述比值(R)的函数。
4.对数字信号(S(TA))进行处理的方法，其中数字信号(S(TA))是由在码元频率(Fsy)上所取样的码元(SYMB)组成的，其特征在于该方法包括步骤·计算插入参数(δ，SIGN)，·根据插入参数(δ，SIGN)和从数字信号(S(TA))获得的信号(LS，TS，F0，F2)而计算一个新的取样(OUT)，插入参数(δ，SIGN)被计算以作为一变量和码元频率(Fsy)与时钟脉冲频率(Fclk)的实际比值(R)的函数。
5.根据权利要求4所述的信号处理方法，其特征在于延迟信号的步骤包括一个附加的子步骤·对数字信号(S(TA))进行滤波以获得包含基本信号(LS，TS)和滤波信号(F0，F2)的导出信号。
6.根据权利要求4所述的信号处理方法，其特征在于该方法包括对相位参数(μ)进行初始化的附加步骤，所述参数可计算所述的插入参数(δ，SIGN)以作为实际比值(R)的函数。
7.一种包括如权利要求1至3所述的数字调制器的机顶盒。
8.一种包括如权利要求1至3所述的数字调制器的电缆调制解调器。
全文摘要
本发明涉及一种数字调制器(DM)并涉及一种相关的调制方法。数字调制器(DM)包括一时钟脉冲频率(Fclk)并可对数字信号(S(TA))进行处理,其中数字信号(S(TA))是由在码元频率(Fsy)上所取样的码元(SYMB)组成的。其特征在于插入装置(INT)根据插入参数(δ,SIGN)和从数字信号(S(TA))获得的信号(LS,TS,F0,F2)而插入一个新的取样(OUT),插入参数(δ,SIGN)被计算以作为一变量和码元频率(Fsy)与时钟脉冲频率(Fclk)的实际比值(R)的函数。
文档编号H04B7/15GK1375970SQ0210565
公开日2002年10月23日 申请日期2002年3月9日 优先权日2001年3月13日
发明者J·－C·贝格吉安 申请人:皇家菲利浦电子有限公司