专利名称：Ofdm信号的帧同步和频率同步方法以及发送ofdm信号的方法
现有技术本发明涉及如独立权利要求所述的、OFDM信号的帧同步和频率同步方法，以及涉及发送OFDM信号的方法。
在世界联合的范围内(DRM-全世界数字无线电)，给30MHz以下的频率范围开发了一种新型的数字广播传输标准。作为调制方法，此处应该采用多载波方法OFDM(正交频率多路复用)(准确地说是应该采用相干的OFDM传输方法)。OFDM信号由OFDM符号组成，该OFDM符号又分别包含有子载波符号。在发射侧预给定的子载波符号被构造为导频，使得接收侧由此能够实现信道估测。在此，导频沿着时间和频率方向被分配到子载波上。
本发明优点本发明具有如独立权利要求所述的特征的OFDM信号的帧同步和频率同步的方法以及OFDM信号的发送方法具有的优点是，无论如何都存在的导频此时还可以在接收侧用于帧同步和频率同步，其方式是，在发射侧给导频施加一个在帧内为唯一的导频相位分布(Pilotphasenprofil)。于是，通过其导频相位分布可以区分一个帧的每个OFDM符号。从而把导频用于另外的目的，而且无须为频率同步和帧同步提供附加的传输容量。
此外，本发明帧同步和频率同步的方法的特征还在于相对于不良的传播和接收条件具有高的鲁棒性。该鲁棒性可以通过以下方式提高，即为帧同步和频率同步而采用一个传输帧的多个(不同的)导频相位分布。另外，根据本发明也已可以在一个传输帧内执行频率同步和帧同步。也即，OFDM符号在DRM(全世界数字无线电)中被划分成传输帧。
另外，有利的是，通过利用分布式的导频可以为粗略的频率估测实现大的捕获范围。利用导频相位度量，可以明确地检测大于半个信号带宽的频移。下面利用导频相位度量来称呼以下的计算规则，即该计算规则被用来在接收侧将导频相位分布与接收的子载波或子载波符号进行比较。概念“子载波”和“子载波符号”在下面被用作为同义词。
通过从属权利要求所列举的措施和改进方案，可以有利地改善在独立权利要求中所给出的OFDM信号的帧同步和频率同步方法以及OFDM信号发送方法。
此外有利的是，只有在OFDM解调器(DFT单元)之后才将接收的子载波符号与存储的导频相位分布进行比较，因为利用该方式可以采用许多导频子载波用于同步的目的，其中所述的导频子载波的主要任务是信道估测。出于该原因，必须预先正确地布置OFDM解调窗口，也即执行粗略的时间同步。为了达到粗略的时间同步，优选地借助自相关搜寻所接收的OFDM信号内的保护时间间隔。利用同样的方法也可以实现估测精细的频移。但为了正确地解调有用数据，也必须确定粗略的频移、也即整数倍的子载波间隔和帧开始。这是利用本发明方法实现的。
有利的是，通过互相关来执行接收侧被划分的导频相位分布与子载波符号的比较，并且计算该互相关的结果以确定帧同步和频率同步。该计算譬如可以通过主瓣-旁瓣最大值比或通过质量因数来实现。
另外有利的是，通过伪随机序列或通过确定性的函数来确定所述帧同步和频率同步所需要的导频相位分布。于是，该函数象伪随机序列一样在接收侧和发射侧也是已知的。
另外有利的是，所述的导频被均匀地分布在OFDM符号内，以便达到高的鲁棒性和为信道估测实现导频的最佳布置。
另外一个优点在于，所述的帧同步和频率同步方法相对于噪声干扰具有高的鲁棒性。通过采用许多导频子载波在计算导频相位度量时实现该鲁棒性。
最后还优选地提供了用于执行本发明方法的发射机和接收机。
附图本发明的实施例在附图中给出，并在以下的说明中详细讲述它。其中
图1示出了整个传输系统的框图；图2示出了用于导频相位度量的框图；图3示出了用于发送OFDM信号的本发明方法的流程图；图4示出了导频在OFDM符号内的分布；图5示出了用于不同OFDM符号的导频相位度量；以及图6示出了用于多个DRM帧的主瓣-旁瓣最大值比。
说明基于困难的波传播条件，特别是在短波的情况下，对所采用的同步算法必须要求有高的鲁棒性。测定和补偿频移以及找出帧的开始都是必要的条件，以便保证数字广播节目的接收。由于小的信道带宽以及由此所带来的低数据速率，不能采用完全的OFDM导频符号用于同步的目的。同样，为了对有用数据正确地解调，必须对传输信道进行最新的信道估测。
因此根据本发明在发射侧施加了一个导频相位分布，以至于在接收侧能进行帧同步和频率同步。采用本发明的方法尤其对数字调幅(AM广播传输)是有意义的，因为在该应用中净比特率较小。
图1示出了整个传输系统的框图。作为数据源有音频编码器1、附加数据2以及控制数据3。它们分别通过编码器4、5和6进行编码。如此被编码的音频数据和附加数据随后在框8和7内进行时间上的加扰(交织)。然后，多路复用器9把音频数据、附加数据和控制数据组合成一个数据流，该数据流在框10内进行频率交织，以及在框11内进行离散的傅立叶逆变换。由此实现OFDM调制。框11由此也被称为OFDM调制器。在OFDM调制器11内，从存储器30中给数据流添加所述的具有导频相位分布的导频。然后在框12内把如此形成的OFDM信号转换成模拟信号。在框13内进行发射放大，并利用天线把广播信号辐射出去。
然后，OFDM信号通过无线信道14到达接收机，也即到达框15内，在该框15内具有天线和高频接收机。所接收的信号随后在模数变换器16内进行数字化。如此获得的采样值此时在框17内进行快速傅立叶变换(OFDM解调)。在此，本发明的同步也通过框18实现。在框19内对数据中所含的控制信息进行解码，并同时在框20内对音频数据和附加数据进行解扰，也即解交织。在此还从数据流中选择节目，也即例如由用户调定哪一个广播节目。通过块21随后对所选择的数据进行解码，以便在框22中进行音频解码，从而接着在音频解码器22的输出端提供音频数据，该数据可以借助扬声器和音频放大器播出。
需传输的数据在OFDM调制器11内被添加导频。这些导频被用于传输信道14的信道估测。另外，在此还给该导频施加一个相位分布。这在下文被称为导频相位分布。该导频相位分布随后在接收侧于框18内被用于帧同步和频率同步。
图4示出了导频符号在频率和时间方向上的分布，其中导频用0表示。在采用相干的OFDM系统情况下(正如在DRM中所使用的一样)，有必要借助导频子载波符号进行信道估测，因为必须执行校正和正确的解调。通过在时间和频率方向上均匀地分布导频子载波，将实现良好的信道估测。数据子载波在图4中用点示出。通常就可靠的信道估测而言，不必在每个子载波上都发送一个导频符号，因为传输信道14只以有限的速度变化。由此借助内插对位于两个导频之间的子载波实施信道估测。
对于信道估测的品质而言，哪些相位具有导频符号是无关紧要的。只须注意的是，通过导频符号产生的多音信号的峰值因数应是小的。为了使多音信号的峰值因数保持较小，可以采用下面的简单的相位定律(公式1)。由此，对于第1个OFDM符号内的第k个导频子载波，可以描述为Pl,p(l,k)=2·W~p(l,k)=2·ejπ·p(l,k)2N0]]>公式1其中p(l，k)为帧的第1个OFDM符号内的导频子载波的指数，N0为整数。
需要注意的是，导频子载波的相位只取决于公式1中的子载波指数p(l，k)。如果加入一个与子载波指数和OFDM符号号码有关的附加相位旋 转RND(l，k)，则得到公式2公式2所述的相位RND(l，k)在此是一个伪随机的附加相位旋转。该附加相位旋转的值取决于子载波指数k和OFDM符号号码l。所述的附加相位旋转可以存储在一个相位矩阵中。
其中NFRAME为一个帧内的OFDM符号数量，NCARRIERS为OFDM子载波的数量。
在此，各个元素RND(l，k)在理想情况下可以源自于一个伪噪声序列。因此在不同OFDM符号的导频相位之间达到最大可能的变化。可以设想采用如公式3所示的较简单的相位定律。
公式3另一种替代方案在于采用如公式4所示的相位定律。
+2π·i2(1+l)P0]]>公式4在公式4中，x表示频率-子-采样-因数，y表示时间-子-采样-因数，TG表示保护时间间隔，TU表示可用的符号时延，TS表示OFDM符号时延，TS＝TG+TU，kl表示在第1个OFDM符号内的第一个导频子载波的指数，p(l，k)表示在一个帧的第1个OFDM符号内的导频子载波的指数，P0表示恒量，i表示指数，arg{Z(l，k1)}表示第1个OFDM符号内的第一个导频子载波的相位(＝用于确定性地计算其余的导频子载波相位的起始相位)。
相位值arg{Z(l，k1)}被选择作为一个伪噪声序列的元素。
重要的是，通过添加附加的相位旋转而产生一个在传输帧内为明确的导频相位分布。用于求取导频相位分布的精确计算规则对于该建议的同步算法只具有次要的意义。如果想利用下述算法执行帧同步，则RND(l，k)必须是l和k的实函数。相反，若选择RND(l，k)＝f(l)或RND(l，k)＝f(l)+f(s)，则利用下述算法只能求出粗略频移。对于由分布式的导频布置所构成的帧同步，不同OFDM符号的导频相位必须充分地不相同，或者说，用数学式表达的RND(l，k)＝f(l，k)必须是子载波k和OFDM符号号码l的实函数。另外重要的是要成立RND(l，k)＝RND(l+NFRAME，k)。一般地，选择导频相位的“随机性”越强，对于同步算法所设的可能性就越多。
下面来说明如何能把一个明确的导频相位分布既用于帧同步也用于在相干的OFDM系统中求出粗略频移。帧同步的附加冗余通过该方法被避免。
在所建议的同步算法能被应用之前，必须执行粗略的时间同步以布置DTF(解调)窗口。粗略的时间同步可以通过计算保护时间间隔的各部分与可用OFDM符号的末端处的相应段的相关性来实现。已知的是，利用相同的方法同样可以估测出细的频移(±0.5 1/TU)。不知道、但对正确地解调有用数据必不可少的是，现在还要检测粗略频移(子载波间隔1/TU的整数倍)。这可以利用下述方法来求出。
用于求取粗略频移和帧的开始的出发点在于利用导频相位序列W(l，p(l，k))计算位于所接收的子载波符号R(l，k)之间的互相关性。公式5所示的计算规则在下面被称为导频相位度量。采用导频相位度量的前提是，OFDM解调窗口的开始位于保护时间间隔的无符号间干扰(无ISI)的区域。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)]]]>公式5在公式5中，l表示一个帧内的OFDM符号号码，p(l，k)表示一个帧内第1个OFDM符号的导频子载波的指数，i表示用于求取粗略频移的试验位置(指数i沿着频率方向变化)，s表示用于求取帧开始符号的试验位置(指数i沿着时间方向变化)，ABS表示绝对值，R(l，k)表示在第1个OFDM符号内的第k个子载波符号。
当导频相位序列W(l，p(l，k))与所接收的子载波序列R(s，p(l，k)+i)相一致时，公式5将提供一个最大值。在所有其它情况下，所述的导频相位度量在采用伪噪声相位分布时按照相位序列的伪噪声字符而采取一个小的值。图5示出了这种状况。为了求取粗略的频移，需要对多个试验位置i计算公式5。
相反，如果采用如公式3或4所示的确定性的导频相位分布，则所述的导频相位度量将随着导频间隔变成周期性的。在该情形下，利用公式5只能求出帧的开始。用于求取粗略频移的捕获范围通过导频子载波的间隔xy进行限制。
如果甚至知道了精确的时间同步，则可以不求出粗略的频移和帧的开始，而采用公式6。与公式5相比，此处直接计算位于导频相位序列W(l，p(l，k))和所接收的子载波符号之间的互相关。
Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·R(s,p(l,k)+i)]]]>公式6利用公式6，可以明确地求出具有伪噪声相位分布或如公式3或4所示的确定性的相位分布的粗略频移。
为了实现帧同步，一方面可以使所接收的子载波符号与一个帧的所有可能的导频相位序列相关，另一方面可以使一个导频相位序列与所有接收的子载波符号相关。
为了改善估测结果，不仅可以寻求一个确定的导频相位分布W(l，p(l，k))，而且可以寻求多个这种导频相位分布；因为根据公式3，所述的导频相位分布对一个帧的每个OFDM符号是唯一的。在数学上这意味着对公式5的度量结果Λ(l，p(l，k)，s，i)求平均Λ‾(s,i)=Σl=1nbΛ(l,p(l,k),s,i)]]>公式7其中nb表示在其上求平均的OFDM符号的数量(1..NFRAME)。
为了评估矩阵元素 可以定义不同的相关质量标准，例如HNV，该HNV给出了在导频相位度量的位置 处的主瓣最大值 与量值最大的旁瓣之间的比值。需要对帧开始的所有可能位置计算该HNV(也即总共NFRAME次)。
HNV(s,i^s)=Λ‾(s,i^s)maxi{Λ‾(s,i)}|i≠i^s]]>公式8图6示出了4个DRM帧的HNV值。需要每次明显地识别帧开始符号。HNV的最大值检测提供了HNVmax(smax,imax)=maxs{HNV(s,i^s)}]]>公式9最大HNV在公式9中的指数smax和imax给出了帧开始符号的位置或粗略的频移。类似于HNV，也可以采用质量因数(MF)作为相关质量标准。该质量因数描述了导频相位度量 的主值的能量与旁值所含有的所有能量之比。于是，用于帧同步和频率同步的分析算法为MF(s,i^)=Λ‾2(s,i^s)Σii≠i^s|Λ‾(s,i)|2]]>公式10MF的最大值检测提供了MFmax(smax,imax)=maxs{MF(s,i^s)}]]>公式11在此，最大MF的指数smax和imax也给出了帧开始符号或粗略的频移。导频相位度量的最大捕获范围通过在所述分析区域内存在的导频子载波符号的数量来确定。在采用图4所示的导频布置时，捕获范围可以大于半个DFT长度。
图2在此用框图示出了在接收机内运行的本发明方法。接收信号r的、通过模数变换器16已获得的采样值被输入到时间同步单元27和OFDM解调器(＝DFT单元)28中。时间同步单元27借助接收信号中所包含的保护时间间隔执行粗略的时间同步。准确地说是借助计算自相关找到该保护时间间隔的开始，并由此找到一个OFDM符号的开始。
利用OFDM解调器28被解调的数据R(l，k)随后被输入到处理器29中以进行导频相位度量的计算。如此生成的值Λ被输入以在预定数量的OFDM符号上求平均值，以便针对Λ计算一个平均值。这也在处理器29内进行。然后，要么利用主瓣-旁瓣最大值比来计算该相关值Λ，要么如上所述利用质量因数计算该相关值，其中这种计算也是在处理器29内执行的。
相关质量标准的如此被计算出的最大值的指数给定了帧开始符号的位置或粗略频移。换句话说，在处理器29的输出端上，作为结果以子载波频率间隔的整数倍的形式给出了频移，而且在检测最大值时已找到所述的帧开始符号。于是，接收机利用所存储的导频相位分布为该值搜寻所接收的子载波符号。如果在所存储的导频相位分布和所接收的导频相位分布之间达到最大可能的一致性，则已经找到所述的帧开始和检测到所述的粗略频移。
图3以流程图的形式示出了在发射机内运行的本发明方法。在第一个方法步骤23中，把导频和需传输的有用符号映射到一个OFDM符号上。同时给导频施加明确的导频相位分布(方法步骤24)。如此形成的OFDM符号随后被输入到OFDM调制器10和11(方法步骤25)，以便产生OFDM信号。另外还在OFDM信号中添加一个保护时间间隔。在框13内发送该OFDM信号(方法步骤26)。
权利要求
1.OFDM(正交频率多路复用)信号的帧同步和频率同步的方法，其中利用OFDM信号接收分别含有子载波符号的OFDM符号，其特征在于被接收的子载波符号与至少一个存储的导频相位分布进行比较，并且根据该比较执行所述OFDM信号的帧同步和频率同步。
2.发送OFDM信号的方法，其中利用OFDM信号发送OFDM符号，该OFDM符号分别被添加了一个保护时间间隔并分别具有子载波符号，而且预定的子载波符号作为导频被发送，其特征在于在发送之前给所述的导频分别施加一个相应的相位，使得至少产生一个导频相位分布。
3.按权利要求1和2的方法，其特征在于在被接收的子载波符号与所存储的导频相位分布进行比较之前，通过搜寻被接收的OFDM信号中的保护时间间隔执行粗略的时间同步。
4.按权利要求1或3的方法，其特征在于所述的比较通过自相关来执行，而且随后计算该自相关以便确定帧同步和频率同步。
5.按权利要求1或4的方法，其特征在于所述的比较根据以下公式来执行Λ(l,p(l,k),s,i)=ABS[ΣkW*(l,p(l,k))·W(l,p(l,k+1))·R(s,p(l,k)+i)·R*(s,p(l,k+1)+i)].]]>
6.按权利要求2的方法，其特征在于所述的导频相位分布通过一个公式或一个伪随机序列来确定。
7.按权利要求6的方法，其特征在于所述的公式为
8.按权利要求6的方法，其特征在于所述的公式为 +2π·i2(1+l)P0]]>
9.按权利要求2的方法，其特征在于所述的导频被均匀地分布在一个OFDM符号内。
10.按权利要求4或5的方法，其特征在于为计算所述的自相关而采用主瓣-旁瓣比。
11.按权利要求4或5的方法，其特征在于采用一个质量因数来计算所述的自相关。
12.用于执行如权利要求2、3、6、7、8和9所述的方法的发射机，其特征在于所述的发射机具有一个存有导频相位分布的存储器(30)、一个OFDM调制器(10，11)、一个用于发送OFDM信号的天线(12)、以及一个用于给导频施加所述导频相位分布的装置(11)。
13.用于执行如权利要求1、3、4、5、10或11所述的方法的接收机，其特征在于所述的接收机具有一个用于粗略的时间同步的第一时间同步单元(18，27)、一个OFDM解调器(17，28)，以及具有一个含有存储器的处理器(29)以用于在所接收的子载波符号和存储的导频相位分布之间执行比较。
全文摘要
建议一种OFDM信号的帧同步和频率同步的方法以及一种用于发送OFDM信号的方法，利用该方法给OFDM信号中已经包含的、用于信道估测目的的导频施加一个导频相位分布，然后在接收侧利用该导频相位分布进行帧同步和频率同步。这样所具有的优点是，无须为同步采用附加的传输容量。通过设于前面的粗时间同步单元来开始本发明的方法，由该粗时间同步单元搜寻OFDM信号中的保护时间间隔的开始。借助互相关在存储的导频相位分布和接收的子载波符号之间进行比较，其结果随后被分析用于确定帧同步和频率同步。
文档编号H04J11/00GK1500333SQ02807448
公开日2004年5月26日 申请日期2002年3月15日 优先权日2001年3月28日
发明者W·谢菲, W 谢菲, C·汉森 申请人:罗伯特-博希股份公司