专利名称：调整带有时间突发导频以及分数间距均衡器的系统内的延时的方法和装置的制作方法
背景领域本发明一般涉及无线通信系统，尤其是无线通信系统内的均衡器定时恢复技术。
背景在无线通信环境中，可靠的通信会受到多种信道损坏的负面影响。一般恶化接收到的信号的来源有噪声、同信道干扰、码元间串扰(ISI)以及多径干扰。多径干扰产生衰落，使得它对于可靠的无线通信是非常具有破坏性的失真类型。
在相干通信系统中，诸如码分多址(CDMA)中，一个无线电接收机一般应时刻与无线电发射机保持同步，为了能维持与发射机的恒定连接。如果接收机失去了同步，则会发生与发射机的“锁定”丢失。该情况经常导致无线服务的用户失去服务。
在蜂窝电话环境中，这会导致对电话用户而言丢失的呼叫，在无线数据环境中，会导致对于用户而言较慢且不可靠的网络连接。差的可靠性会导致用户不满，因此如果这样继续下去，他们可能要求中断提供商的服务。如果差的可靠性经常发生，则无线服务提供商可能失去市场份额以及利润。
为消除信道可能引起的负面影响，设计较好的接收机可能使用雷克处理器、分数间距均衡器或两者。雷克处理器包括一个或多个“指”，每个跟踪单个多径射线，使得来自每个指的多径射线可以被建设性地加在一起。雷克接收机在领域内已知为能在低载波-干扰(C/I)环境中性能较佳。
分数间距均衡器(FSE)是有限长度抽头延时线滤波器，其系数是用小于或等于信号带宽的倒数的时间分隔实现间隔。如果带宽倒数是T秒，则例如FSE抽头延时线的间距可以为T/2或3T/4秒。滤波器减少了来自多径干扰和脉冲滤波的ISI的效应。
为了使得FSE能合适地减少干扰，滤波器必须复盖信道的整个脉冲响应。滤波器的延时偏置必须经调整以保证该情况。另外，由于信道的脉冲响应可能随时间改变，FSE的延时必须连续改变使得它总能复盖信道的脉冲响应。
已知的用于确定和调整FSE的延时偏置的方法，诸如使用最强的雷克指的定时信息作为均衡器的延时偏置被发现是不可靠的。因此在领域内需要一种有效的方法，用以确定并调整分数间距均衡器的延时偏置。
概述在此揭示的实施例用于通过提供一种有效确定分数间距均衡器的延时偏置的方法从而满足上述的需要。
在此揭示的实施例用于确定分数间距均衡器内延时偏置的方法和装置。根据本发明的一方面，加权平均到达时间用于确定分数间距均衡器的延时偏置。加权平均到达时间通过使用来自第一和第二雷克接收机的到达时间和信号能量而被确定。令X表示以均衡器抽头间距为单位的加权平均到达时间和当前延时偏置之差。令Q(z)表示不超过z的最大整数。如果Q(|X|)(又称为增量延时偏置)大于或等于1，则当前延时偏置被更新。而且，多个滤波器系数被移位一整数抽头间距Q(|X|)的量。否则，如果Q(|X|)为0，则当前延时偏置不经更新，且线性均衡器的多个滤波器系数不被移位。线性均衡器的多个滤波器系数的自适应只发生在导频突发期间以最小化自适应过渡过程。
附图的简要描述
图1是通信接收机的框图，它使用最强雷克指的到达时间以提供给分数间距均衡器延时偏置；图2示出随时间的信道脉冲响应的瞬态图，该响应示出最强峰值如何随时间变化；图3是通信接收机的框图，它使用雷克指的加权平均到达时间作为分数间距均衡器的延时偏置；图4示出随时间的信道脉冲响应的瞬态图，该响应示出加权平均到达时间如何随时间变化；图5是前向链路内的HDR时隙结构；以及图6是示出滤波器系数更新过程的流程图。
详细描述在此揭示的实施例用于调整分数间距均衡器内的延时的方法和装置。以下的描述包含属于本发明实现的特定信息。领域内的技术人员可以意识到本发明可以以不同于在本申请内特定讨论的不同的方式实现。而且，本发明的一些特定细节在此不予以讨论以避免导致本发明含糊不清。在本申请内不讨论的特定细节是本领域的普通技术人员所知范围以内的。
本申请的附图以及伴随的详细描述仅用作本发明的示例实施例。为简洁，本发明的其它使用本申请原理的实施例在本申请中不作特别描述，且附图也不作特定说明。“示例”一词在此仅用于指“用作为例子、实例或说明”。在此描述为“示例”的任何实施例不一定被理解为是最优或优于其它实施例的。
现在参考图1，框图100说明通信接收机的基带处理部分。虽然框图100为简洁只示出基带接收机部分，但在本发明内被称为基带接收机100。基带接收机100包括采样缓冲器110，它接收来自图1中未示出的射频(RF)前端的采样缓冲器输入102。N个指的雷克处理器120，又简单地被称为雷克处理器120，包括多个雷克指，诸如雷克指122以及雷克指124。雷克指122接收来自采样缓冲器110的雷克指输入107。同样，雷克指124接收来自采样缓冲器110的雷克指输入105。采样缓冲器输出104被提供给“最强指时间跟踪模块”140，它还接收分别来自雷克指122和124的雷克指到达时间和信号能量132以及雷克指到达时间以及信号能量130。最强指时间跟踪模块输出106提供给分数间距均衡器150。提供分数间距均衡器输出108以作进一步基带处理。雷克处理器120以及分数间距均衡器150用于缓解多径干扰和ISI。
示出的基带接收机100可能位于高数据率(HDR)CDMA系统的接入终端，诸如无线调制解调器，但或者可能是基站收发机、卫星转发器或无线移动单元(诸如蜂窝电话)的一部分。
CDMA通信系统的一般原理，尤其是生成在通信信道上传输的扩频信号的一般原理在美国专利4901307中有所描述，该专利题为“Spread SpectrumMultiple Access Communication System Using Satellite or TerrestrialRepeaters”，转让给本发明的受让人。美国专利4901307内揭示的在此引入作为本发明的参考。而且，题为“System and Method for Generating SignalWaveforms in a CDMA Cellular Telephone System”的美国专利5103459揭示了与PN扩展、Walsh覆盖以及生成CDMA扩频通信信号的技术相关的原理，被转让给本发明的受让人。美国专利5103459的揭示被完整引入本申请作为参考。另外，本发明使用数据的时间多路复用以及各种与“高数据率”通信系统相关的原理，且本发明还可以用于“高数据率”通信系统内，这在美国专利申请内有所揭示，题为“Method and Apparatus for High Rate Packet DataTransmission”，序列号为08/963386，提交于1997年11月3日，转让给本发明的受让人。在该专利申请内揭示的在此完整被引入作为本申请的参考。
回到基带接收机100的高层纵览，到采样缓冲器110的采样缓冲输入102包括接收到的复数基带采样，它一般来自图1未示出的RF前端。采样缓冲输入102可以被过采样(即以大于信号的Nyquist速率的速率采样)，且采样会传递到采样缓冲器110，在此它们暂时被存储以作以后的处理。过采样处理一般在接收机设计内使用，且在领域内为已知。
采样一般以有规律的间隔到达，使得在正常接收机操作时采样缓冲器110连续加入新采样并丢弃旧采样。采样缓冲器110可以实现为先进先出(FIFO)缓冲器。
雷克处理器120接收来自采样缓冲器110的对每个雷克指122和124不同到达时间的采样。雷克指122将雷克指到达时间以及信号能量132提供给最强指时间跟踪模块140。类似地，雷克指124将雷克指到达时间和信号能量130提供给最强指时间跟踪模块140。最强指时间跟踪模块140通过采样缓冲输出104耦合到采样缓冲器110。最强指时间跟踪模块140向分数间距均衡器150提供经延时的基带采样，均衡器150然后提供分数间距均衡器输出108以作进一步基带处理。
一般，基带接收机100可以分配给每个雷克指122和124不同的分配到达时间以跟踪采样缓冲器输入102。对雷克指122和124分配的到达时间由搜索器确定，这未在图1示出。雷克指122可能通过将采样缓冲器输入102与本地PN发生器相关而确定信号能量，该PN发生器已被延时了分配的到达时间。雷克指124实现与雷克指122相同的处理，只是到达时间不同。本地PN发生器是基带处理器的一部分，但未在图1中示出。
雷克指到达时间和信号能量130和132提供给最强指时间跟踪模块140作为输入。最强指时间跟踪模块140选择“最强雷克指”的到达时间以确定分数间距均衡器150的延时偏置，其中“最强雷克指”是指带有最大量的信号能量的雷克指。最强指时间跟踪模块140用等于输入到分数间距均衡器150的最强雷克指到达时间的延时偏置从采样缓冲器110选择采样。
基带接收机100内的分数间距均衡器150是线性均衡器的一种类型。分数间距均衡器150能实现为有限脉冲响应(FIR)滤波器。分数间距均衡器150一般以大于码片速率的速度对最强指时间跟踪模块输出106进行滤波，对于一些CDMA系统，诸如IS-2000和IS-95标准，码片速度为1.2288MHz。
图1中，使用最强雷克指的到达时间是用于建立分数间距均衡器150的延时偏置的已知方法。该方法将分数间距均衡器150大约置于包含最多能量的信道响应区域的中心。这样，分数间距均衡器150对大多数信道响应进行均衡，这是因为指示前和后的ISI一般在最强雷克指的邻域内。因此，假设-平稳信道响应，分数间距均衡器150一般抵消了大部分信号最失真部分。
实际上，使用最强雷克指的到达时间作为分数间距均衡器150的延时偏置有几点缺点。一般，最强雷克指(或是雷克指122或是雷克指124)的到达时间不是平稳的，而是一直在改变，这是因为最强指时间跟踪模块140的时间跟踪环路连续进行定时调整，且还由于接收机的位置改变或环境的缓慢变化。分数间距均衡器150有效地把由最强指时间跟踪模块进行的定时调整察觉为定时抖动。
定时抖动对于分数间距均衡器150依赖的匹配算法是很有问题的。分数间距均衡器150可能使用属于随机梯度下降匹配算法一类的众知的LMS(最小均方)算法以使得滤波器系数匹配其最小均方误差(MMSE)的解。MMSE滤波器系数最大化FSE输出端的信号-干扰和噪声比(SINR)。由于几种原因，LMS算法是用于匹配分数间距均衡器150的期望选择。第一个原因是LMS算法可以被简单地实现。第二个原因是LMS算法一般比起其它自适应算法而言复杂性较低。虽然LMS算法一般较稳定，它相对于最强指时间跟踪模块140进行的时间跟踪环路的调整适较慢。
在基站接收机100内，如果发生时间跟踪环路调整，分数间距均衡器150会需要适配时调整。如果经常进行时间跟踪环路调整，则分数间距均衡器150可能要一直在适配这些变化且滤波器系数可能永远不可能收敛到接近其MMSE解。结果是，分数间距均衡器150可能不能充分适配，且检测性能可能是次优的。结果是，整个系统性能可能变得不可接受。
一种缓解定时调整发生的方法是使得最强指时间跟踪模块140的环路时间常量更大。环路时间常量会足够大使得最强指时间跟踪模块140进行的定时调整足够慢使得分数间距均衡器150的自适应算法能与之适配。然而，该方法有问题，因为最强指的跟踪性能减弱了。如果雷克指122或124不能足够快地跟踪，则雷克指122或124可能相应失去锁定。
图2说明使用最强雷克指的到达时间作为分数间距均衡器150的延时偏置的另一问题。曲线200、210和220表示在一些以1或2个时隙为数量级的小时间间隔Δ处的时域信道响应的时间瞬态图。
曲线200说明时刻k处的信道响应。峰值202和204对应在信道响应内找到的两个多径分量。在基带接收机100内，雷克指124分配给峰值202，雷克指122分配给峰值204。开始时，峰值204是两个峰值中较大值，且通过最强指时间跟踪模块140的操作，峰值204的到达时间用作分数间距均衡器150的延时偏置。
在曲线210示出的下一时刻，接收机已离开了由峰值214表示的多径信号且指时间跟踪环路会一直调整其定时以维持锁定。峰值214示出信号强度上递减而峰值212则强度增强。
在下一时刻，曲线220、峰值224强度降低，而峰值222是最强峰值。相继地，最强指时间跟踪模块140会选择雷克指124作为最强雷克指。峰值222可以在离开峰值224几个码片延时处。因此，分数间距均衡器150的延时偏置会改变几个码片。分数间距均衡器的MMSE滤波器系数带有等于峰值222的到达时间的延时偏置，它会很不同于带有等于峰值224的到达时间的延时偏置的分数间距均衡器150的MMSE滤波器系数。在HDR CDMA系统中，需要几个时隙使得均衡器适应它有效地察觉到的信道特性内的剧变。如果滤波器系数对几个帧而言远离于其MMSE设置，码元误差率会显著增加。
现在参考图3，框图300说明通信接收机的基带处理部分。虽然框图300指表示基带接收机的一部分，为简洁，它在本专利申请内被称为基带接收机300。基带接收机300包括采样缓冲器310，它接收来自图3内未示出的RF前端的采样缓冲输入302。N指雷克处理器320，还简单地被称为雷克处理器320，包括多个雷克指，诸如雷克指322和雷克指324。雷克指322接收来自采样缓冲器310的雷克指输入307。同样，雷克指324接收来自采样缓冲器310的雷克指输入305。采样缓冲器输出304提供给“加权平均时间跟踪模块”340，它还接收分别来自雷克指322和324的雷克指到达时间和信号能量332以及雷克指到达时间和信号能量330。加权平均时间跟踪模块输出306提供给分数间距均衡器150。分数间距均衡器输出308被提供用于作进一步基带处理。
基带接收机300说明无线通信接收机的基带处理部分，它包括雷克处理器320和分数间距均衡器350以缓解多径干扰和ISI。到基带接收机300的采样缓冲器输入302包括接收的复数基带采样，这一般来自图3未示出的RF前端。采样缓冲器输入302可能经过采样，且采样被传递到采样缓冲器310，在此它们被暂时存储以作以后的处理。采样一般以有规律的间隔到达，且因此采样缓冲器310在正常接收机操作期间不断地加入新采样或丢弃旧采样。采样缓冲器310可以实现为FIFO缓冲器。
雷克处理器320接收来自采样缓冲器310的采样，它带有每个雷克指322和324的不同到达时间。雷克指322将雷克指到达时间和信号能量332提供给加权平均时间跟踪模块340。类似地，雷克指324还将雷克指到达时间和信号能量330提供给加权平均时间跟踪模块340。加权平均时间跟踪模块340通过采样缓冲器输出304耦合到采样缓冲器310。
加权平均时间跟踪模块340通过加权平均时间跟踪模块输出306提供延时后的基带采样到分数间距均衡器350。加权平均时间跟踪模块340选择来自采样缓冲器310的采样，它带有等于输入到分数间距均衡器350的“加权平均到达时间”的延时偏置，均衡器350然后将分数间距均衡器输出308提供给基带处理的其余部分。确定“加权平均到达时间”在本申请的以后部分讨论。
图4说明了使用加权平均到达时间作为分数间距均衡器350的延时偏置的好处。曲线400、410和420示出加权平均到达时间在一时间段上的改变。曲线400、410和420表示在以1或2个时隙的数量级上的一些小时间间隔Δ处的时域信道响应的随时间的瞬态图。另外，曲线400、410和420表示图2示出的同样的随时间的瞬态图。
曲线400说明时刻k处的信道响应。峰值402和404对应在信道响应内发现的两个多径分量。在基带接收机300内，雷克指324分配给峰值402，雷克指322分配给峰值404。开始时，峰值404大于峰值402。峰值402和404的加权平均到达时间406由峰值402和404间接近中点的点划线表示。根据加权平均时间跟踪模块340的操作，加权平均到达时间406用作分数间距均衡器350的偏置延时。
在下一时隙，如曲线410示出，信道响应完全如同它在曲线210内改变那样改变。在此可以看到加权平均到达时间416稍有改变，这是因为，峰值414的能量比上一刻小，且峰值412比上一刻能量大，增量更大。
在最后的时刻曲线420内，峰值422是主导的峰值，且峰值424不再是最强的雷克指。加权平均到达时间426从先前的位置416改变，但不如基于最强雷克指的延时偏置那样剧烈，该指从峰值414变到峰值422。
一个实施例可能使用从雷克指322和324导出的加权平均到达时间作为分数间距均衡器350的延时偏置，而不是最强雷克指的延时偏置。雷克指的加权平均到达时间的确定如以下步骤1)使用雷克指i的到达时间，确定于所有雷克指的总信号能量强度相关的雷克指的归一化的信号能量强度fi(n)，其中“n”表示以下将详细讨论的时隙数目。假设在雷克处理器320内有M个活动雷克指，则雷克指i的归一化信号能量强度可以确定为fi(n)=si(n)Σi=1Msi(n),]]>其中si(n)是第i个雷克指的能量。
2)将雷克指i的归一化信号能量乘以雷克指i的到达时间。该积是雷克指i的加权到达时间；3)对每个雷克指重复以上步骤1和2；以及4)将每个雷克指的加权到达时间求和以形成加权平均到达时间。
总结以上步骤，加权平均到达时间如下确定τ(n)=Σi=1Mfi(n)τi(n),]]>其中τi是第i个雷克指的到达时间。
使用加权平均到达时间作为延时偏置是一示例实施例。另一实施例可以使用除加权平均以外的雷克指到达时间和能量的统计组合。例如，另一实施例可能使用雷克指的中值到达时间。
为确定中值到达时间，每个雷克指的到达时间以及其能量根据到达时间放入一排序的列表。选择列表内的中值项且雷克指的对应到达时间被选为中值到达时间。
另一实施例可以使用简单的平均而不是加权平均。为确定简单平均，K个雷克指的到达时间被加在一起并除以K，其中K可以从1到所有可用雷克指的总数。K也可以基于活动雷克指的数目。可以使用各种形式的统计导出到达时间用以更新延时偏置。
对于基带接收机300，只有在统计导出到达时间，诸如加权平均到达时间，其改变大于一个抽头间距时才期望改变分数间距均衡器350的延时偏置。这是因为无限长度FSE可以由通过其MMSE系数设置而合成合适的延时从而纠正任何定时误差。这大致上对于有限长度FSE也是成立的，只要均衡器卡中心大致地位于信道脉冲响应处。这可以在任何有时隙数据帧的通信系统内在物理层很方便地实现。一种该种系统的一例是HDR CDMA系统。
图5示出前向链路上的HDR时隙结构。前向链路上的HDR帧501与PN序列的的翻转对齐。PN序列每26.67毫秒重复且长度为32768码片。在HDR帧501内，有十六个HDR时隙，每个长度为2048码片或1.67毫秒。HDR时隙503放大为HDR时隙505所示的图，它包括HDR半时隙506和507。每个HDR半时隙包含一导频突发。导频突发513是对于HDR半时隙506的，且导频突发533是对于HDR半时隙507的。导频突发513和533每个为96码片长，且被穿插入它们相应的HDR半时隙的中间。
HDR半时隙506和507在512、514、532和534处包含控制信道信息。HDR半时隙506在511和515处包含数据码元。同样地，HDR半时隙507在531和535包含数据码元。根据一实施例，分数间距均衡器350在导频突发期间(诸如导频513和533)被适配。导频突发513和533的码元序列对于接收机是已知的。这样，导频突发513和533可以用作训练序列用于训练分数间距均衡器350。
根据一实施例，为能更准确地适配分数间距均衡器350，期望限制分数间距均衡器350对延时偏置更新的次数。为在分时隙系统内最小化分数间距均衡器350的延时偏置更新的次数，延时偏置更新发生在1)最多每时隙一次；以及2)只在当统计导出的到达时间和分数间距均衡器350的当前延时偏置之差大于分数间距均衡器350的一个抽头间距。
另外，分数间距均衡器350的延时偏置只在导频突发513和533的开始处更新。自适应算法可以使用下一个导频突发以迫使均衡器滤波器系数接近对应更新的延时偏置的MMSE解，这发生在滤波器系数用于对控制或数据码元解调前。如果延时偏置更新发生在HDR时隙内的任何其它时间，则应用于对HDR时隙的控制或数据部分解调的滤波器系数会大大不同于其最优MMSE解；结果是接收机性能会大大受到影响。在一实施例中，如果基带接收机300正在处理HDR时隙，则分数间距均衡器350就有称为当前延时偏置的延时偏置。下一步，由加权平均时间跟踪模块340使用以上确定加权平均到达时间的方法确定加权到达时间。下一步，值X被设定为加权平均到达时间减去分数间距均衡器350的当前延时偏置。X的单位为均衡器抽头间距。如果X大于或等于1，或小于或等于-1，则要执行三个任务。
令Q(z)表示不超过z的最大整数。第一个任务是如果X大于或等于1，则将分数间距均衡器350的当前延时偏置增加Q(|X|)，如果X小于或等于-1，则将分数间距均衡器350的当前延时偏置减少Q(|X|)。第二个任务是将分数间距均衡器的滤波器系数时移Q(|X|)个抽头，取决于X的符号，这可以是分数间距均衡器350的时间超前或时间延时。第三个任务是，如果当前的延时偏置被增加过，则分数间距均衡器350的第一个Q(|X|)系数被设定为零，如果当前延时偏置被减少过，则分数间距均衡器350的最后一个Q(|X|)系数被设定为零。
否则，如果Q(|X|)等于零，则不发生更新，且处理在下一HDR时隙重复。
在图6的流程图内示出调整分数间距均衡器350的延时偏置的实施例。过程开始于步骤600。在步骤602，加权平均时间跟踪模块340在环路内等待，并在到达时隙n的末尾前连续经轮询。
在步骤604，加权平均时间跟踪模块340确定第n+1个时隙的加权平均到达时间。雷克指322和324，向加权平均时间跟踪模块340提供它们相应的到达时间和信号能量。加权平均时间跟踪模块340然后确定加权平均到达时间。
在步骤608，加权平均时间跟踪模块340确定第n+1的时隙的加权平均到达时间和分数间距均衡器350的当前延时偏置之差，其单位为抽头间距。加权平均时间跟踪模块340然后将以上的差设为X。
在步骤610处，加权平均时间跟踪模块340确定差X是否大于或等于1，如果差大于或等于1，然后加权平均时间跟踪模块340处理进行到步骤616。如果差小于1，加权平均时间跟踪模块340处理进行到步骤612。
在步骤612，加权平均时间跟踪模块340确定差X是否小于或等于-1。如果差小于或等于-1，则加权平均时间跟踪模块340处理进行到614。如果差大于-1，则加权平均时间跟踪模块340处理进行到步骤622。
在步骤614处，加权平均时间跟踪模块340将分数间距均衡器350的当前延时偏置减少Q(|X|)，其中X在步骤608内确定，且Q(z)定义为不超过z的最大整数。加权平均时间跟踪模块340然后处理进行到步骤618。
在步骤616处，加权平均时间跟踪模块340将分数间距均衡器350的当前延时偏置增加Q(|X|)，其中X在步骤608确定，且Q(z)定义为不超过z的最大整数。加权平均时间跟踪模块340然后处理进行到步骤620。
在步骤618处，分数间距均衡器350的系数前进Q(|X|)个抽头。令h(n，k)表示在时隙n处的第k个滤波器系数，其中k从0到N-1。然后，h(k，n+1)从h(k，n)得来如下对k＝0到N-1-Q(|X|)，h(k，n+1)设定为等于h(k+Q(|X|)，n)；对于k＝N-Q(|X|)到N-1，h(k，n+1)设定等于零。更新后的滤波器系数为h(k，n+1)，且加权平均时间跟踪模块340处理进行到过程的结束步骤622。
在步骤620处，分数间距均衡器350的系数被时间延时Q(|X|)个抽头。令h(n，k)表示在时隙n处的第k个滤波器系数。然后，h(k，n+1)从h(k，n)得来如下对k＝Q(|X|)到N-1，h(k，n+1)设定为等于h(k-Q(|X|)，n)；对于k＝0到Q(|X|)-1，h(k，n+1)设定等于零。更新后的滤波器系数为h(k，n+1)，且加权平均时间跟踪模块340处理进行到处理的末尾步骤622。因此，如上述描述的方式，本发明提供了在分数间距均衡器内确定延时偏置的方法和装置。
本领域的技术人员可以理解，信息和信号可以使用多种不同的技术的任何一种表示。例如，上述说明中可能涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片最好由电压、电路、电磁波、磁场或其粒子、光场或其粒子、或它们的任意组合来表示。
本领域的技术人员还可以理解，这里揭示的结合这里描述的实施例所描述的各种说明性的逻辑框、模块、电路和算法步骤可以用电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为清楚地说明硬件和软件的可互换性，各种说明性的组件、方框、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计。技术人员可以对每个特定应用程序改变方式以实现所述功能，但这种实现决定不应理解为会引起偏离本发明的范围。
各种结合实施例描述的逻辑框、模块和电路的实现或执行可以用数字信号处理器(DSP)、应用专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或以上的任意组合。通用处理器可能是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器、多个微处理器、一个或多个微处理器连同DSP核或任何其它的该种配置。
结合实施例说明的方法或算法的步骤可以直接在硬件、处理器执行的软件模块或两者的组合中体现。软件模块可以驻留于RAM存储器、快闪(flash)存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动盘、CD-ROM、或本领域中已知的其它任意形式的存储媒体中。一示范处理器最好耦合到处理器，为了能够从存储介质读取写入信息。处理器和存储介质可驻留于应用专用集成电路ASIC中。ASIC可以驻留于移动单元、基站收发机或卫星转发器中。另外，处理器和存储介质可以作为离散组件驻留于用户终端中。
上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。
因此描述了一种用于确定分数间距均衡器内的延时偏置的方法和装置。
权利要求
1.一种确定分数间距均衡器的当前延时偏置的方法，所述的方法包括以下步骤确定来自第一和第二雷克接收机指的到达时间；确定所述到达时间和所述的分数间距均衡器的先前延时偏置之差；当所述的差大于或等于一个抽头间距时，用一增量延时偏置来修改所述的分数间距均衡器的所述当前延时偏置。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述到达时间是经统计导出的。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述的统计导出到达时间是加权平均到达时间。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于还包括以下步骤从所述的第一雷克接收机指收集第一到达时间和第一信号能量；从所述的第二雷克接收机指收集第二到达时间和第二信号能量；以及用所述的第一信号能量加权所述的第一到达时间以确定第一加权到达时间；用所述的第二信号能量加权所述的第二到达时间以确定第二加权到达时间；使用所述的第一到达时间和第二到达时间以确定所述的加权平均到达时间。
5.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述的统计导出的到达时间是中值到达时间。
6.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述的统计导出到达时间是简单的平均到达时间。
7.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括利用所述的第一和第二信号能量的总能量以归一化所述的第一信号能量的步骤。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的第一雷克接收机指接收来自采样缓冲器的数据。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的第二雷克接收机指接收来自采样缓冲器的数据。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的增量延时偏置是通过选择比所述的差的绝对值小的最大整数而经确定的。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括将多个滤波器的系数移位所述的抽头间距一个倍数的步骤。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的修改步骤发生在当所述的差的绝对值大于一时。
13.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的修改步骤发生在导频突发期间。
14.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的分数间距均衡器是有限脉冲响应滤波器。
15.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述到所述的分数间距均衡器的输入被延时了所述的当前延时偏置。
16.一种无线通信系统内的接收机，其特征在于所述的接收机包括一个采样缓冲器，耦合到第一和第二雷克接收机指；以及一个加权平均时间跟踪模块，耦合到所述第一和所述第二雷克接收机指和所述采样缓冲器，且其中所述加权平均时间跟踪模块被配置为将所述接收机内的所述分数间距均衡器的当前延时偏置设定到加权平均到达时间。
17.如权利要求16所述的接收机，其特征在于所述加权平均时间跟踪模块还被配置为从所述第一雷克接收机指收集第一到达时间和第一信号能量，并从所述第二雷克接收机指收集第二到达时间和第二信号能量。
18.如权利要求17所述的接收机，其特征在于所述加权平均时间跟踪模块还被配置为用所述的第一信号能量加权所述第一到达时间以确定第一加权到达时间，并用所述的第二信号能量加权所述第二到达时间以确定第二加权到达时间。
19.如权利要求18所述的接收机，其特征在于所述的加权平均时间跟踪模块还被配置为确定从所述第一和所述第二加权到达时间确定所述加权平均到达时间。
20.如权利要求17所述的接收机，其特征在于所述加权平均时间跟踪模块确定所述第一和第二信号能量的总能量以归一化所述的第一信号能量。
21.如权利要求17所述的接收机，其特征在于所述的加权平均时间跟踪模块确定所述的第一和第二信号能量的总能量以归一化所述的第二信号能量。
22.如权利要求16所述的接收机，其特征在于当所述加权平均到达时间与先前延时偏置之差大于或等于一个抽头间距时，所述加权平均时间跟踪模块将当前延时偏置增加一增量延时偏置。
23.如权利要求16所述的接收机，其特征在于当所述加权平均到达时间与先前延时偏置之差小于或等于一个抽头间距的负数时，所述加权平均时间跟踪模块将当前延时偏置减少一增量延时偏置。
24.如权利要求16所述的接收机，其特征在于所述分数间距均衡器的多个滤波器系数在导频突发期间被移位。
25.如权利要求16所述的接收机，其特征在于所述的分数间距均衡器是有限脉冲响应滤波器。
26.一种用于确定分数间距均衡器的当前延时偏置的数字信号处理装置，其特征在于所述处理装置包括存储器；数字信号处理器，它耦合到所述的存储器并用于解释数字信号，通过以下步骤从第一和第二雷克接收机指确定一统计导出的到达时间；确定所述统计导出到达时间和所述的分数间距均衡器的先前延时偏置之差；以及当所述的差大于或等于一个抽头间距时，用一增量延时偏置来修改所述分数间距均衡器的当前延时偏置。
27.一种无线通信系统内的接收机，其特征在于所述的接收机包括缓冲装置，耦合到第一和第二雷克接收机装置；加权平均时间跟踪装置，耦合到所述的第一和所述的第二雷克接收机装置以及所述的缓冲装置，其中所述的加权平均时间跟踪装置用于将所述接收机内的分数间距均衡器的当前延时偏置设定为加权平均到达时间。
全文摘要
加权平均到达时间确定3－分数间距均衡器的延时偏置(350)。加权平均到达时间是用来自雷克接收机的路径到达时间和能量确定的(604)。加权平均到达时间和当前延时偏置之差被设定为差X，其单位为均衡器抽头间距(608)。如果差X大于或等于1，或小于或等于－1，则当前延时偏置用一增量的延时偏置来更新(610)、(612)、(614)、(616)，且均衡器滤波器系数被移位多个抽头间距(618)、(620)。否则，当前延时偏置不被更新，且分数间距均衡器的滤波器系数不经移位(350)。滤波器系数的匹配和均衡器的延时偏置的更新只在导频突发期间发生以最小化自适应过渡过程。
文档编号H04B1/707GK1555639SQ02817906
公开日2004年12月15日 申请日期2002年7月31日 优先权日2001年8月1日
发明者S·加亚拉曼, S 加亚拉曼, F 科巴顿, I·J·F·科巴顿, J·E·斯密, 斯密 申请人:高通股份有限公司