专利名称：在传输信道之间确定增益偏置的方法
背景本发明涉及接收机的信道估计，尤其涉及基于至少两个信号的信道估计，其中一个信号可以是导频信号。
在数字通信系统中，代表信息的数字符号在不同的节点(例如基站、移动电话)之间传播以交换信息。
经常被提到的分层模型OSI(开放系统互联)模型通常用来描述通信系统。在模型的最底层传输由比特组成的信息流，一般称为物理信道。物理信道提供的服务质量事先被定义，它取决于具体的安排。在简化描述中，物理信道包含按照预设格式进行比特格式化、编码、交织、载波调制、媒质传输、下变频、解调、解交织以及前向纠错。此外，还有很多为实现特定操作的其它功能，例如时域和频域的同步及信道估计。导频符号通常在物理信道的信息符号中传输，之后接收机利用导频符号来完成同步和信道估计。信道估计描述了信道(包含调制、TX前端、媒质、RX前端和解调)影响传输符号，用于在接收机中重建信号。
有两种类型的物理信道，专用物理信道和广播物理信道。专用物理信道传输信号到一个接收机，而广播物理信道是为多个接收机设计的。
媒质携带了不同节点的天线之间的电磁或光学信号。在无线通信系统中媒质包含“自由空间”(并不自由)，而且信号是在这种媒质中传播的电磁波。建筑物及其它障碍引起的反射会带来衰落和散射。散射可以引起多径效应，这取决于物理信道的符号速率和散射强度。
基站在大部分时间传输多个物理信道。在TDMA系统中，来自同一个基站的物理信道用时间来区分(如果使用多个载波用频率)。在FDMA系统中，只使用频率来区分不同物理信道。在扩频CDMA系统中，使用编码来区分不同用户(如果使用多个载波用频率)。
在WCDMA系统中，从同一个基站发出的公共物理导频信道(CPICH)和在专用物理信道(DPCH)中传输的导频可以使用基本上同样的前端和同样的天线发射。然后两个信道经过同样的媒质响应，这样基于CPICH和DPCH的信道估计都可以用来提供信道参数的良好估计。当CPICH和DPCH用两个不同的天线发射时这种情况不适用。
不考虑使用的信道，由于通过传输媒质的影响，接收到的信号会在很多方面不同于发送信号。在媒质中，作用于射频信号的影响主要包括多径衰落、媒质中其它信号的干扰以及热噪声。信号与其自身的反射或回波信号之间的相互作用形成衰落，这可以引起严重的并且高度局部化的信号幅度和相位的漂移，称为瑞利衰落。在无线环境中，干扰通常是由多余的其它无线信号的存在引起的。这些信号可以与有用信号使用同一个信道(有时称为同信道干扰)或者相邻的信道(有时称为邻信道干扰)。热噪声存在于所有通信信道中，会引起传输信号的额外失真。因此，可以认为接收机接收到的信号是一个复合信号，由有用分量和有害分量组成。有害分量代表穿越媒质路径的影响，例如干扰和噪声。
在接收端，处理接收到的信号以获取数字采样序列或者码流。在这里叫做“接收信号”或者“接收码流”，这些信号可以用复数表示。举例来说，接收信号可以经过滤波、放大、使用同相和正交本机振荡器下混频到基带、进行模数(A/D)转换和同步处理之后，获得了复接收码流r(n)。复码流r(n)中的每一个点可以写成实部与虚部的和，即r(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)代表样本同相分量，Q(n)代表样本正交分量，n是样本时间指数。
每个复接收码也可以写作有用分量和有害分量之和，即r(n)＝s(n)+z(n)，其中s(n)是有用信号分量流，z(n)是有害分量流，也就是噪声。如前所述，有害分量样本z(n)可以包括其他信号带来的干扰，例如同信道和相邻信道干扰，由多径传播引起的自干扰，和热噪声或者环境噪声。经常有多个干扰信号，其中一个相对其余来说功率最强。
典型的接收机对接收码流r(n)应用基带信号处理的某种形式以还原(或“检测”)信息符号。此类基带信号处理可以基于一种传输媒质模型。例如，传输媒质可以做成一个滤波器的模型，它有k个复信道标记系数；滤波器的输入是发射的数字信号，滤波器的输出是有用信号分量。若b(n)表示发射的数字信号，那么有用信号分量样本s(n)由下式给出
s(n)＝h(0)b(n)+h(1)b(n-1)+...+h(K-1)b(n-K+1)其中h(k)是信道标记系数，它是具有实部和虚部的复值。信道标记系数可以用极坐标表示为h(k)＝a(k)jθ(k)其中h(k)的幅度是a(k)，即h(k)的模。h(k)的相位用θ(k)表示。
信道标记系数的估计可以用多种信道标记估计技术实现。信道标记估计，即信道跟踪，在当前技术中是众所周知的，J.Proakis的“数字通信”第二版624-627页(McGraw-Hill图书公司，1989)中有关于它的讨论。初始信道标记估计可以使用已知技术从同步信号相关值或者最小方差估计中得到。
信道标记系数估计hest(k)用来计算检测到的数字符号序列bdet(n)。举例来说，只要hest(0)非零(即如果媒质的滤波器模型只有一个标记)，b(n)是二进制的，那么bdet(n)由下式给出bdet(n)＝sgn[hest(0)*r(n)]其中sgn[x]表示取x的符号，上标”*”表示复数共轭。在本例中，b(n)是二进制的，因此bdet(n)可以允许的值也是二进制的，如+1和-1。因此，可以看到对发射的数字信号b(n)的精确检测取决于对信道标记系数的精确估计。
参考
图1可以更好的理解上文，图1给出了一个典型的数字通信系统10，它包含一个发射机12和一个接收机14。发射机12包括一个数字符号发生器102和一个数字发射机103。符号发生器接收携带信号101的信息，产生相应的数字符号序列b(n)。数字符号序列b(n)被传往数字发射机103，它将该序列进行数模(D/A)转换、调制、脉冲整形和放大，然后发射作为结果的模拟信号Y。接收机14包含多个接收机无线单元18a-18n，每个都可以有相应的天线16a-16n、无线处理器105a-105n以及A/D转换器106a-106n。每个天线16a-16n接收一个对应于发射信号Y的模拟接收信号，并且将接收信号传往无线处理器105a-105n。天线16a-16n可以相互分离，相应地，每个无线单元18a-18n从不同接收信道(空间分集)接收一个接收信号。
在图1的例子中，信道是无线传输信道，但是熟悉现有技术的人喜欢电话传输信道、局域网传输信道等。信道也可以是与相控天线元件或者来自波束成形器的无线电波有关的无线信道。此外，应该理解分离的天线16和无线单元18可以看作瑞克接收机的“探针”，瑞克接收机是一个远程终端(如现代数字蜂窝电话系统中的移动电话)的典型配置。这种配置提供多径分集。
无线处理器105a-105n典型地将接收信号滤波，放大，并下变频到基带。之后A/D转换器106a-106n将基带接收信号转换为复数字接收码流rx(n)，其中下标x表示对应码流的接收信道。例如，无线单元18a可以从天线16a接收模拟信号，并且产生相应的数字接收码流ra(n)。随之产生的数字信号rx(n)是包含同相分量I和正交分量Q的复信号序列。熟悉现有技术的人都知道这些信号并不一定是复数。复信号rx(n)被送到基带处理器20，使用估计到的信道标记系数hest(k)来处理复信号以检测出信息符号，从接收到的码流rx(n)获得bdet(n)。
由于自干扰信号是时间离散的，它们会互相干扰并且产生干扰衰落，所以多径传播通常是有害的。但是多径传播也可能会有好处。反射信号传播与主信号相同的信息。当衰落引起主信号本身的显著衰减时，能够利用时间离散波的结构性累加来“重构”或放大主信号，即信号的差异被放大了。
基带处理器20包含一个瑞克接收机。瑞克接收机是一个有效利用时间离散信号上述特点的无线接收机。瑞克接收机包含大量称作瑞克分支的独立接收单元，每个接收、跟踪或定位一个独立的载波。瑞克接收机还包括用以组合接收信号的装置和延迟这些信号，以便在组合信号之前，使其达到一定相位。。
如果多个信道的标记系数非零，就可以利用信道标记系数估计执行某种形式的均衡。一种叫做最大似然序列估计(MLSE)的均衡，在上文提到的J.Proakis的著作的第六章中有描述。相应地，基带处理器20可以包含一个相干检测器，它可以由多天线MLSE均衡器实现，例如Backstrom等人在美国专利第5191598号中公开的那种，该专利在本申请中作为特别参考。当然接收机可以对检测到的符号进行进一步的处理。例如，可以对检测到的符号进行前向纠错解码，这些符号也可以被组合为软信息值。
由于信道传输的影响，天线16接收到的信号包含有害信号，有害信号包含热噪声，很有可能还会包含上面提到的干扰信号。图1中示出了一个干扰信号的例子，这里干扰器106产生信号X，有害信号使接收机从接收到的样本流中完美地恢复信息符号变得困难。
如果有害成分包含干扰，那么可以应用多种抗干扰技术来改进接收信号的信噪比(SNR)从而改善信道标记系数估计的精确度。应用阵列处理技术的抗干扰技术在数字传输系统中可以带来很大的性能增益，但是为了使这种抗干扰达到很好的效果，要求对每个独立信道的信道标记系数都有合理的估计。抗干扰技术的例子包括J.H.Winters在他的著作“在扁平衰落的数字移动无线系统IS-54中使用自适应阵列的信号捕获和跟踪”(IEEE Trans，Veh.Technol.)第42卷377-384页(1993年11月)中描述的内容。在干扰很强的情况下，这种技术也可以带来很好的检测性能。
在传统的通信系统中，每个物理信道都是单独跟踪的，也就是说每个物理信号的信道标记系数都是独立估计的，估计时使用的是每个物理信道接收到的样本流，而没有参考其他物理信道接收到的样本流。很多已知的估计信道标记系数的方法认为信道标记系数只是在考虑范围中的物理信道接收到的信号的函数。由于干扰，精确地估计每个独立物理信道的信道标记系数可能会很困难，而由于检测器使用了估计的信道标记系数来检测传输信号，这会带来潜在的错误。
在WCDMA系统中每个基站在几个物理信道传输。由于多方面的原因，其中的很多物理信道包含可以用来估计信道特性的导频符号。典型的导频信号是一个或多个预设的符号，它可以在各自的信道传输，或者插入其他信道，它可以被用来完成监督、控制、均衡、接续、同步或者参考的功能。
再次参照图1，发射机12中产生的数据可以包含(举例来说)信道编码数据、传输功率控制(TPC)指令、可选的传输格式联合指示符(TFCIs)等。第三代伙伴项目(3GPP)正在标准化的第三代蜂窝电话系统就是此类系统中的一种。对于3GPP通信系统中的下行链路(基站到远端站)传输，数据可以是时空分段编码并且可以经过码率匹配、交织等操作。一个或多个导频信号可以复合到编码数据中，复合码流可以经过信道化编码、扰码等。然后，信道化的扰码信号被一个或多个天线传到接收机14。
图2描述了图1通信系统的一个传输信道传送信息的示例格式。正如在很多数字系统中，信道传送的信息被组织为很多时隙210，它们被分组形成连续的帧220，每一帧包含一系列时隙210。如图2示，帧220可以被分组成为连续的超帧230。每个时隙210除了其它信息以外可以包含一个TFCI 211，第一组数据(有效载荷)212，TPC命令213，第二组数据214以及导频信号215。在一个典型通信系统中，时隙可以持续0.625毫秒并且包含可变数目的比特，这取决于时隙的类型，帧可以包含16个时隙，超帧可以包含72个帧。每个基站也发送包含导频符号的CPICH，其扩频因子为256。该CPICH以相对较高的功率发送，到达蜂窝的边界。
目前已经有了很多信道估计的方法。例如，G.Bottomle的美国专利第5822380号“节点信道估计的装置和方法”中描述了出其它内容以外的估计信道标记系数的一种装置，它是来自一个信道标记系数正在被估计的信道的接收样本流的函数，也是来自于其它信道的至少一个接收样本流的函数。该专利在本申请中作为特别参考。2000年5月19日J.Nilsson申请的美国专利第09/573157号“具有传输分集的信道估计方法和装置”描述了在传输分集的环境下使用导频信号的信道估计。该专利在本申请中作为特别参考。
欧洲公开的S.Abeta等人申请的专利申请第P0955741号“信道估计装置，及每个均含有该装置的CDMA接收机和CDMA发射机”描述了数据符号信道估计的获取，它基于与数据符号序列并行的导频符号序列。美国K.Rohani等人的专利第5583886号“确定大量信道响应并随之修正接收信号的方法”描述了一个跳频扩频通信系统，它基于从若干发射机的每一个发送来的已知信号确定若干信道估计。
图3描述了基带处理器28，它像在美国专利第5822380号中描述的那样处理复合接收信道。如图3所示，基带处理器28包含相关检测器25，节点信道估计器30以及有害相关估计器32。基带处理器28可以在可编程微处理器或数字信号处理器(DSP)中实现。DSP的一个示例是德州仪器制造的TMS320C50。
节点信道估计器30接收复样本流ra(n)，rb(n)和有害相关矩阵RZZ，基于两个样本流为每个接收信道估计一组信道标记系数h(k)。利用有害相关矩阵，并且将信道标记系数作为复合复样本流的函数进行计算，干扰对于信道标记系数估计的影响减少了。节点信道估计器30同样接收已知的输入或bdet(n)的试验性检测值，它被节点信道估计器30用来进行信道标记系数估计。
接收样本流rx(n)和信道标记系数c(k)提供给有害相关估计器32，它为接收天线产生有害相关矩阵RZZ。有害相关估计器32可以用多种方法实现，包括Gregory E.Bottomley为“在多天线数字蜂窝通信系统中抗干扰组合的方法和装置”申请的美国专利第5680419号中公开的方法，该专利在本申请中作为特别参考。有害相关矩阵RZZ通过线路41提供给节点信道估计器30和相干检测器24。
开关31通过线39提供已知符号值或试验性检测信息符号值bdet(n)给联合信道估计器30和有害相关估计器32。已知符号值可以在同步或者处理导频信号时提供，此时已知模式的符号被接收机接收并处理。这种处理之后，开关提供检测到的信息符号值bdet(n)给节点信道估计器30和有害相关估计器32。
相关检测器25接收复样本，估计的信道标记系数和多接收信道的有害相关信息，并且利用它们来检测传输信息符号。如图3所示，相关检测器25可以被改变来进行干扰消除，它使用有害相关估计器32提供的有害相关矩阵RZZ来消除或者排除复样本带来的干扰。美国专利5680419号描述了一个适当的检测器的例子。上文中提到的J.H.Winters的著作中也提到了这种检测器的例子。
当复接收信号的特性大相径庭时，使用复接收信号来估计信道标记系数就变得复杂起来。例如，在很多现有通信系统中很常见的是，当接收到的信号来源于传输功率不同的信道时会发生错误。在3GPP系统中，专用和公共信道使用不同信号传输，它们通常被作为物理信道。物理信道通过信道化编码和/或时分复用分离。根据基站的构造，这些信号可以通过同一种媒质传输，因而经历同样的多径。DPCH和CPICH可以同时被一个远程终端接收，例如，被瑞克接收机的不同探针接收。CPICH在每一个小区中广播，它使用特定的信道化编码，并且总是没有功率控制。CPICH的功率选择原则是让即使处于蜂窝边界外的手机也能接收到它。因此，在很多情况下CPICH的功率比DPCH的高的多。此外，大多情况下传输DPCH时使用了功率控制，它用来将每个单独的DPCH功率限制在每个手机接收每个DPCH所需要的值上。因此，在多数情况下DPCH和CPICH的传输功率对于手机来说相差的值是未知的，我们把这种差异叫做增益偏置。同样要注意由于功率控制的原因，这种增益偏置会随时间改变。
相应的，需要为复接收信道提供更精确的信道标记系数估计，并且最好从具有不同传输功率电平的复接收信道组合信道估计。
概述申请人的发明满足了上述以及其它要求。一方面，它提供了一种确定通信系统中传输信道之间增益偏置的方法。第一组信道估计来源于通过第一个信道接收的符号，第二组信道估计来源于通过第二个信道接收的符号。增益偏置在接收机中被确定，使用的是基于第一和第二组信道估计的二阶等式。
从申请人发明的另一个方面来说，它提供了确定通信系统中传输信道的一组复信道估计的方法。第一组信道估计来源于通过传输信道接收的符号，第二组信道估计来源于通过通信系统中另一个信道接收的符号。增益偏置基于第一和第二组信道估计来确定。信道估计增益组的确定是基于增益偏置和第一和第二组的信道估计。
从申请人发明的第三个方面来说，它提供了确定通信系统中传输信道的一组信道估计增益的方法。第一组信道估计来源于通过传输信道接收的符号，第二组信道估计来源于通过通信系统中另一个信道接收的符号。增益偏置基于第一和第二组信道估计来确定。信道估计增益组基于增益偏置和第一与第二组信道估计来确定。信道估计增益组与第一和第二组信道估计中的一个有关。
值得强调的是在本说明书中使用术语“包含”时，它用来表明存在声明过的特性、整数、步骤或者成分，但是并不排除一种或者更多其它特性、整数、步骤、成分或其群的存在与附加。
附图简述结合附图阅读该描述可以了解本发明的目的、特征和优势，附图中相似的参考数字表示相似的部分，其中图1是典型的数字通信系统的框图2描述了传输信道的一种格式；图3是基带处理器的框图；图4A是根据本发明的方法的流程图；图4B是根据本发明的方法的框图；图5是根据本发明的瑞克接收机和处理单元的框图；图6A是根据发明实施例的图5的处理器单元功能框图；图6B是根据发明可选实施例的图5的处理器单元功能框图；发明详述一些现代数字通信系统，例如上述的专利和出版物中描述的那些，使用瑞克接收机处理经过不同路径传输并且在不同时间到达接收天线的传输信号的反射，即回波。可以认为瑞克接收机有很多“探针”，每个探针可以看成是各个信号通道的独立接收机。为了改善性能，瑞克探针的输出经常被通过最大比率合并方法来合并，而且更精确的信道估计会改善这种最大率瑞克合并的精确性和最终检测符号的精确性。
典型地，信道估计来源于包含在传输信号中的导频符号，但也可以使用数据符号和其它已知符号。正如“物理信道和传输信道到物理信道的映射”(3G TS 25.211，3.3.0版，2000年6月)中描述的，在3GPP标准中，当接收专用信道DPCH和CPICH时，两个信道拥有适于信道估计的导频符号。但是，两个信道具有不同特性，其中之一便是信道传输功率不同。由于DPCH中使用的传输功率控制，功率偏置也可以随时间变化。因此，接收机通常对增益偏置没有精确的了解，虽然对瑞克接收机之后的解码器来说更正功率偏置对于获得正确的软信息很重要。通信系统可以发送表明增益偏置的信息给接收机，但是这样做是不合要求的，因为该信息会消耗稀有的信道容量，而且它并不一定会被正确接收。
不更正信道间的增益偏置而从DPCH和CPICH组合信道估计当然可以做到。例如，一种方法将来源于CPICH的信道估计作为DPCH的信道估计使用，但是由于上述的原因，这会给DPCH带来错误的软信息。另一种方法用来自DPCH信道估计的增益信息和来自CPICH信道估计的相位信息来产生混合信道估计(注意信道估计是复值)。大体上，该方法可以得到正确结果，但是由于DPCH和CPICH不同的功率电平，DPCH的信道估计通常比CPICH的信道估计噪声大，因此限制了这种方法可以获得的精确性改善。相应地，这里描述了组合DPCH和CPICH两个信道的信道估计而不用要求附加信息来表明信道之间的增益偏置的最好方法。下面是申请人确定两个信道之间增益偏置的方法以及信道估计改进方法的数学推导，图4A的流程图和图4B的框图阐述了这种方法。
令对应于瑞克探针i∈[1，n]的信道估计 由下式给出(402，404步)h^iD=hi+ei---(1)]]>h^iC=ghi+vi---(2)]]>分别对应DPCH和CPICH，其中hi代表无噪声信道估计，ei和vi代表噪声，g是一个实数，代表两个信道间的增益偏置，信道由上标D和C指示。此外，令噪声不相关，零均值，复高斯分布，方差分别为σei2和σvi2。
信道估计的最大似然方案是满足下列条件概率关系的组θ＝{h1，...，hn，g}θmaxp(Y|θ)---(3)]]>其中观察组Y由所有探针的信道估计给出Y={h^1C,...,h^nC,h^1D,...,h^nD}---(4)]]>条件概率函数p(Y|θ)由下式给出p(Y|θ)=1(2π)nΠi=1nσeiσviΠi=1ne-|h^iD-hi|22σei2Πi=1ne-|h^iC-ghi|22σvi2---(5)]]>相应的对数概率函数logp(Y|θ)由下式给出logp(Y|θ)=log(1(2π)nπi=1nσeiσvi)-Σi=1n|h^iD-hi|22σei2-Σi=1n|h^iC-ghi|22σvi2---(6)]]>为了最大化条件概率函数，将函数的导数设为零是有用的。对数概率函数对信道h的偏导和对数概率函数对增益偏置g的偏导分别形成以下各式δlogp(Y|θ)δhi‾=h^iD-hiσei2+g(h^iC-ghi)σvi2---(7)]]>
δlogp(Y|θ)δg=Σi=1nRe(hi(h^iC-ghi)‾σvi2)---(8)]]>其中 表示hi的复共轭。
令式(7)和(8)中的导数为零可以得到下列最大似然(ML)估计{hiML，gML}hiML=σvi2h^iD+σei2h^iCgMLσvi2+σei2(gML)2---(9)]]>其中增益偏置gML是下列方程的解Σi=1nRe((σvi2h^iD+σei2h^iCgML)(h^iC-h^iDgML)‾(σvi2+σei2(gML)2)2)=0---(10)]]>可以看到方程10的通解是4n-2次多项式方程。如果n大于1，这个方程很难解，但在精确地寻求估计它们的传输信道的脉冲响应的通信系统中正属于这种情况。
申请人已经意识到可以简化通式，并且对于含有很多探针或其等价的瑞克接收机的情况，通常式(10)可以很容易地被解出。
简化式(10)的一个设想就是设两个信道经历的噪声功率(干扰)的关系是σvi2=ασei2---(11)]]>其中α是一个比例因子。在使用扩频技术的通信系统中，观察到的噪声与不同信道使用的扩展程度(处理增益)有关，而且在3GPP通信系统中，正如“扩频与调制(FDD)”(3G TS 25.213 3.0.0版，1999年10月)中描述的那样，不同信道的扩展程度可以不同。因此，比例因子α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是为DPCH的符号使用的扩频因子，256是为CPICH的符号使用的扩频因子，nD和nC分别是为了得到DPCH信道估计 和CPICH信道估计 而连续相加的符号数。噪声方差是由接收机估计的一个参数，特别是在3GPP通信中的接收机，它被要求周期性地报告该参数或与之有关的参数，并且接收机也会通过在不同信道传输的消息知道扩频因子。
可以理解的是式(5)的概率函数假设两个信道具有独立的信道估计误差vi，ei，在很多通信系统中该假设有效，尤其是为DPCH和CPICH使用不同(正交)扩展序列的3GPP系统。在该假设下，式(10)可以被重写如下Σi=1nRe((αh^iD+h^iCgML)(h^iC-h^iDgML)‾σei2)=0---(12)]]>这可以看作增益偏置gML的二阶方程如下(gML)2+βgML-α＝0 (13)其中α如上所述，β的计算(450)如下β=Σi=1nα|h^iD|2-|h^iC|2σei2Σi=1nRe(h^iC‾h^iDσei2)---(14)]]>二次方程式(13)可以靠简单替换(460)为下述表达式求解gML=-β2+β24+α---(15)]]>其中可以选择正根，这样增益偏置g自然大于零。应当理解有适当调整时可以使用负根。这样，接收机可以从每个信道独立得到的信道估计(步骤402，404)确定(406步)通常对于接收机未知的两个信道间的增益偏置。
此外，由上述假设，式(9)可以写作hiML=αh^iD+gMLh^iCα+(gML)2---(16)]]>得到了(步骤408)应该在接收机或瑞克组合器(见式(1))中使用的最佳信道估计。这样，在增益偏置的基础上确定了用来提供复信道估计的信道估计线性组合(470)。
复信道估计hML与增益偏置g一起包含了所有必要的幅度和相位信息。也有分离增益和相位估计的可选方案，此时靠其它手段获得相位信息。例如，有关相位信息可以是已经从两个信道之一推导出来的信道估计的相位。目前优选的是使用来自于高功率信道的信道估计相位，它通常比低功率信道的信道估计噪声更小。如前所述，在3GPP通信系统中，CPICH通常比DPCH以更高的功率传输，优选使用CPICH的相位，也可以使用信道估计的组合。
应当理解图4所示方法的步骤可以很容易地用被接收机中一个合适的处理器或图3中描述的基带处理器28执行的软件或者接收机或基带处理器中提供的专用集成电路(ASIC)之类的硬件来实现。举例来说，接收机或基带处理器可以应用于通信系统中的移动电话或其它便携式无线设备中。
该发明的适用范围并不局限于任何特殊数字通信系统或标准。为了更好的理解本发明的某些优势，参考图5和图6，下文描述了发明可以怎样用于3GPP WCDMA数字通信系统的一个例子。
由于CPICH和DPCH在相同的物理媒质中传输，它们经历了相同的多径，但是增益偏置不同。因此，参考图5，瑞克接收机探针1到n(501，502，......50n)的每一个接收到的CPICH和DPCH的增益差值都一样。该发明利用从所有探针(501，502，......50n)获得的信息来精确地估计增益偏置。该功能由处理单元510执行，它从每个探针获得信息，并且指示组合器520怎样最好地组合经过探针接收的信号。这样，相比于仅使用一个探针估计该信息，增益偏置估计被改善了。
在瑞克接收机500中，对使用瑞克不同探针的每一个多径成分，CPICH和DPCH都是解扩的。DPCH的解扩信息符号在处理单元510的控制下在组合器520中被解旋，其中处理单元使用相应的已知导频符号来获取信道估计 和 (i＝1，......N)。若干个解扩、解旋符号可以取平均来减少这些信道估计的方差。
处理单元510使用信道估计 和 (i＝1，...N)的全部或它们的某个子集来获得第二组估计的信道hi(i＝1，......N)。
处理单元510可以用可编程数字信号处理器(DSP)或任何其它处理器，或ASIC实现。处理单元510的功能如图6A所示，它与组合器520一起工作。处理单元510首先为所有探针(601，602，60n)接收专用信道和公共信道的解扩导频信号。导频信号被解旋610并被滤波620，如图4B示，处理并线性组合信号来计算690复信道估计。
分离增益和相位估计的可选方案如图6B示。导频符号被解旋610，滤波620，并且转换为极坐标表达式630。然后信号的 和 (i＝1，......N)， 和 的幅度被进一步处理。利用式(14)计算640参数β，利用式(15)得到650g，利用式(16)计算660αi(对所有的i＝1，......N)。每个信道估计的相位，可以被组合670，可以直接从 得到相位。此时可以产生信道估计如下hi=αiejθi---(17)]]>本发明的方法结合了来自多个探针的信息来建立第一组信道估计，并利用它来获取第二组更精确的信道估计，因而改善了系统性能。
上文已经描述了申请人的发明的多种实施方案，但是本领域的普通技术人员可以理解这些实施方案只是说明性的，并且很多其它实施方案也是可以的。本发明规定的范围在下面的权力要求而不是前面的描述中阐明，而且这里规定了包含在权力要求范围内的所有变动。
权利要求
1.确定通信系统中传输信道间增益偏置的方法，包含以下步骤从通过第一个信道接收的符号获得第一组信道估计；从通过第二个信道接收的符号获得第二组信道估计；以及根据第一和第二组信道估计确定增益偏置。
2.权利要求1的方法，其中第一和第二个信道是导频信道。
3.权利要求1的方法，其中第一和第二个信道分别是DPCH和CPICH。
4.确定通信系统中传输信道的一组复信道估计的方法，包含以下步骤从通过传输信道接收的符号获得第一组信道估计；从通过通信系统中另一个信道接收的符号获得第二组信道估计；根据第一和第二组信道估计确定增益偏置；以及根据增益偏置和第一与第二组信道估计确定复信道估计组。
5.权利要求4的方法，其中增益偏置用二阶方程确定。
6.权利要求4的方法，其中增益偏置gML用下式确定gML=-β2+β24+α]]>其中β=Σi=1nα|h^iD|2-|h^iC|2σei2Σi=1nRe(h^iC‾h^iDσei2)]]>α是基于扩频因子的比例因子，α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是为传输信道符号使用的扩频因子，256是为第二个信道的符号使用的扩频因子，nD和nC分别是为获得第一组信道估计 和第二组信道估计 而连续相加的符号数，σei2是估计的噪声方差参数。
7.权利要求6的方法，其中复信道估计hiML由下式确定hiML=αh^iD+gMLh^iCα+(gML)2]]>其中α是基于扩频因子的比例因子，α＝(sf/256)(nD/nC)，其中sf是为传输信道的符号使用的扩频因子，256是为第二信道的符号使用的扩频因子，nD和nC分别是为获得第一组信道估计 和第二组信道估计 而连续相加的符号数。
8.权利要求6的方法，其中复信道估计通过执行基于增益偏置的第一和第二组信道估计的线性组合来确定。
9.确定通信系统中传输信道的一组信道估计增益的方法，包含以下步骤从通过传输信道接收的符号获得第一组信道估计；从通过通信系统中另一个信道接收的符号获得第二组信道估计；根据第一和第二组信道估计确定增益偏置；根据增益偏置和第一与第二组信道估计确定一组信道估计增益；以及结合信道估计增益组，其具有第一或第二信道估计之一的信道估计相位。
10.权利要求9的方法，其中结合的信道估计相位是第一和第二组信道估计中来自于高功率信道的那个。
11.权利要求10的方法，其中结合的信道估计相位是第一和第二组信道估计中来自于DPCH信道的那个。
全文摘要
本文描述了在通信系统中两个信道之间估计增益偏置的方法和装置。增益偏置是由于系统中信号在两个信道中的传输功率不同而引起的。估计到的增益偏置用来确定一系列复杂的信道估计。
文档编号H04B7/26GK1618183SQ02827649
公开日2005年5月18日 申请日期2002年11月13日 优先权日2001年11月28日
发明者H·B·埃里克松, J·尼尔松, B·博恩哈德松 申请人:艾利森电话股份有限公司