高频信号接收装置的制作方法

专利名称：高频信号接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及接收高频信号的高频信号接收装置。
背景技术：
现有的高频信号接收装置示于图10。可变增益放大器—自动增益控制(AGC)电路602是接受输入到输入端子601的高频信号、控制该信号的振幅、能够控制增益的放大器。混频电路605用一个输入端接受AGC电路602的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路604的输出信号。滤波器607接受混频电路605的输出。AGC控制电路606通过增益控制端子603根据混频电路605的输出来控制AGC电路602的增益。AGC电路608接受滤波器607的输出。混频电路610用一个输入端接受AGC电路608的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路609的输出信号。滤波器612接受混频电路610的输出。AGC控制电路611根据滤波器612的输出来控制AGC电路608的增益。AGC电路613接受滤波器612的输出。AD变换器614接受AGC电路613的输出，而数字滤波器615接受AD变换器614的输出。解调电路617接受数字滤波器615的输出。解调电路617的信号从输出端子618输出。AGC控制电路616根据数字滤波器615的输出来控制AGC电路613的增益。
下面说明如上所述构成的高频信号接收装置的工作。这里，从混频电路605输出的第1中频高于输入信号的频率，而且从混频电路610输出的第2中频低于输入信号的频率。
向输入端子601输入例如用数字信号调制过的90MHz至770MHz的高频信号。该输入信号由AGC电路602放大后，由混频电路605与本地振荡电路604的输出进行混频来变频，成为例如1200MHz的第1中频的信号。第1中频的信号被输入到AGC控制电路606。AGC控制电路606的输出电压被施加到AGC电路602，控制AGC电路的增益，使得混频电路605的输出电平恒定。
从混频电路605输出的高频信号由滤波器607抑制了有用信号以外的信号后，由AGC电路608放大，然后由混频电路610与本地振荡电路609的输出进行混频，变换为例如4MHz的第2中频的信号。
从混频电路610输出的4MHz的输出信号由滤波器612进一步抑制了有用信号以外的信号后，输入到AGC控制电路611。然后，AGC控制电路611的输出电压被施加到AGC电路608上，控制AGC电路608的增益，使得混频电路610的输出信号的电平恒定。
进而，从滤波器612输出的第2中频的信号由AGC电路613放大，其输出信号由模拟/数字(A/D)变换器614变换为数字信号。该数字信号由数字滤波器615进一步抑制有用信号以外的信号并由解调电路617进行解调后，从输出端子618输出。
数字滤波器615的输出信号被输入到AGC控制电路616。AGC控制电路616的输出电压被施加到AGC电路613上，控制AGC电路的增益，使得给解调电路617的高频信号的电平恒定。
此时，按照输入到输入端子601的高频信号的振幅来控制AGC电路613、AGC电路608、AGC电路602的增益。由此，能够取出载波噪声(C/N)比好、而且与有用信号接近的干扰信号造成的失真少的输出信号。式1示出该高频信号接收装置的噪声系数(F)。F=F1+F2-1G1+F3-1G1·G2+...]]>…(式1)这里，F1AGC电路602的噪声系数G1AGC电路602的增益F2混频电路605的噪声系数G2混频电路605和滤波器607的合成增益F3包含AGC电路608的后级电路的噪声系数式2示出该高频信号接收装置的C/N比。CN=PsikTB(F-1)]]>…(式2)这里，
Psi有用信号的电平(W)，k玻耳兹曼常数1.38×10-23(J/K)，T周围温度(K)，B有用信号的带宽(Hz)。
式2示出高频信号接收装置的C/N比主要由有用信号的电平(Psi)和噪声系数(F)来决定。
设定AGC控制电路608、611、616，使得如果输入到输入端子601的高频信号的电平为例如-70dBm以上则控制AGC电路602的增益，而如果为-70dBm以下则控制AGC电路608和AGC电路613的增益。
首先，说明输入信号只包含有用信号的情况下、或者包含与有用信号接近而存在的电平小的相邻信号的情况下的高频信号接收装置的C/N比。在与有用信号接近而存在的干扰信号中有相邻信号或次相邻信号，在以下的说明中说明相邻信号。
在相邻信号的电平小于有用信号电平时，几乎只根据有用信号来控制增益。
图3示出高频信号接收装置的噪声系数F与有用信号电平的关系。在高频信号电平—有用信号的电平为-70dBm以下的小电平的区域301中，式1中AGC电路602的增益G1最大。因此，噪声系数F由AGC电路602的噪声系数F1来决定，是恒定值，为很低的噪声系数305。其次，在有用信号电平为-70dBm以上的大电平的区域302中，沿AGC电路602的增益G1减小的方向进行增益控制。因此，不能忽略混频电路605的噪声系数F2和包含滤波器607的后级的噪声系数F3，如曲线303所示，高频信号接收装置的噪声系数F徐徐增大。
图4示出高频信号接收装置的C/N比与有用信号电平的关系。在有用信号为-70dBm以下的小电平的区域401中，图3的区域301的噪声系数303恒定，而有用信号的电平(Psi)增大。因此，根据式2，如曲线405所示，C/N比随有用信号的电平(Psi)而增大。在有用信号的电平(Psi)为-70dBm以上的大电平的区域402中，有用信号电平(Psi)增大，而高频信号接收装置的噪声系数F如图3的区域302所示随有用信号电平(Psi)-输入信号电平而恶化大致相同的量，所以从式2可知，呈现恒定的C/N比(线403)。
接着，说明相邻信号的电平大于有用信号的电平(Psi)的情况下高频信号接收装置的C/N比。
图5示出有用信号电平(Psi)为恒定的-70dBm时高频信号接收装置的C/N比与相邻信号的电平的关系。在相邻信号的电平小于-70dBm的区域501中，根据-70dBm的有用信号电平(Psi)来控制增益，所以高频信号接收装置的噪声系数F如图3的线304所示很好。因此，从式2和线504可知，C/N比恒定、良好。
在图5中有用信号电平(Psi)为-70dBm时相邻信号的电平大于-70dBm的区域502中，与图3相比，高频信号接收装置的噪声系数(F)随相邻信号的电平—输入信号电平而增大、恶化，而有用信号电平(Psi)为-70dBm、恒定。从式2可知，C/N比随相邻信号的电平变小而劣化。因此，C/N比如线503所示随相邻信号的电平的大小而徐徐恶化。
这里，有上述相邻信号的电平使C/N比恶化的情况、和相邻信号的电平造成的三次交调失真(以下，称为IM3)等引起干扰的情况，但是相邻信号的电平使C/N比恶化的情况是占支配地位的。
如上所述，在相邻信号的电平比有用信号强的接收条件下，按照该相邻信号的电平的大小来控制AGC电路602的增益，使得增益减小。因此，高频信号接收装置的C/N比恶化，结果是误比特率(BER)恶化，不能接收有用信号。
在(日本)特开平8-288879号公报公开的、抑制镜像干扰的现有的混频电路中，在与有用信号接近的干扰信号电平比有用信号电平(Psi)强例如20dB以上的条件下，不能接收有用信号。
此外，可以例如检测来自解调电路617的C/N比或误比特率，通过微型计算机等来控制AGC电路602的增益，减轻相邻信号的影响。但是，这些工作要花费很长的处理时间，所以不适合接收状态时刻变化的移动中的接收。

发明内容
高频信号接收装置包括可变增益放大器，放大输入的高频信号；本地振荡电路；混频电路，对可变增益放大器输出的信号和本地振荡电路输出的信号进行混频；滤波器，接受混频电路输出的信号；增益控制电路，输出与混频电路输出的信号对应的电压；以及加权电路，对增益控制电路输出的电压和控制电压进行加权并相加来控制可变增益放大器的增益。从滤波器取出输出。
该高频信号接收装置即使在与有用信号接近的干扰信号的电平很强的条件下，接收差错也很少。


图1是本发明实施方式1的高频信号接收装置的方框图。
图2是本发明实施方式2的高频信号接收装置的方框图。
图3示出高频信号接收装置的噪声系数与有用信号电平的关系。
图4示出高频信号接收装置的C/N比与有用信号电平的关系。
图5示出有用信号电平恒定的情况下高频信号接收装置的C/N比与相邻信号的电平的关系。
图6是本发明实施方式3的高频信号接收装置的方框图。
图7示出高频信号接收装置的噪声系数与有用信号电平的关系。
图8示出高频信号接收装置的C/N比与有用信号电平的关系。
图9示出有用信号电平恒定的情况下高频信号接收装置的C/N比与相邻信道的信号电平的关系。
图10是现有的高频信号接收装置的方框图。
具体实施例方式
(实施方式1)图1是实施方式1的高频信号接收装置的方框图。与有用信号接近而存在的干扰信号包含相邻信号和次相邻信号，在以下的说明中说明相邻信号。
可变增益放大器—自动增益控制(AGC)电路102接受输入到输入端子101的高频信号，能够控制其增益，以便控制该信号的电平。混频电路108用一个输入端接受AGC电路102的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路107的输出信号。滤波器110接受混频电路108的输出。AGC控制电路109接受混频电路108的输出。AGC电路111接受滤波器110的输出。混频电路114用一个输入端接受AGC电路111的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路113的输出信号。滤波器115接受混频电路114的输出，从输出端子116取出滤波器115的输出。AGC控制电路112接受滤波器115的输出，据此来控制AGC电路111的增益。加权电路104接受AGC控制电路109的输出电压和AGC控制电路112的输出电压，并且将加权控制电路的输出电压提供给AGC电路102的增益控制端子103。加权控制电路105从数据输入端子106接受控制数据，将输出电压提供给加权电路104。
在实施方式1的高频信号接收装置中，从混频电路108输出的第1中频高于从输入端子101输入的信号的频率，而且从混频电路114输出的第2中频低于上述输入信号的频率。
其中，AGC控制电路109、AGC控制电路112、加权电路104、加权控制电路105的各个输出电压也可以使用输出电流或数字控制信号。
如果输入到输入端子101的高频信号的电平为例如-70dBm以上则控制AGC电路102的增益，而如果为-70dBm以下则控制AGC电路111的增益。
向输入端子101输入例如90MHz至770MHz的高频信号。该高频信号由AGC电路102放大后，由混频电路108与本地振荡电路107的输出进行混频而变换为例如1200MHz的第1中频的信号并输入到AGC控制电路109。混频电路108的输出由滤波器110抑制有用信号以外的信号。但是，由于信号的频率高达1200MHz，所以滤波器110不能充分抑制相邻信号，例如将下侧信道的语音信号只抑制约5dB至10dB左右。
滤波器110的输出信号由AGC电路111放大后，由混频电路114与本地振荡电路113的振荡输出进行混频而变换为例如4MHz的第2中频的信号。然后，由滤波器115进一步抑制有用信号以外的信号。AGC控制电路112控制AGC电路111的增益，使滤波器115的输出信号的电平恒定。其输出从输出端子116输出。在滤波器115对相邻信号的下侧信道的语音信号具有约20dB左右的抑制度的情况下，滤波器110和滤波器115将相邻信号的下侧信道的语音信号抑制约25dB左右。即，在相邻信号电平相对于有用信号电平为25dB以上时，相邻信号以比有用信号大的电平从输出端子116输出。
AGC控制电路109的输出电压和AGC控制电路112的输出电压被输入到加权电路104来分别乘以加权系数并合成。加权电路104的输出经增益控制端子103来控制AGC电路102的增益，使混频电路108的输出信号的电平恒定。
施加到数据输入端子106上的控制数据能够经加权控制电路105来独立地设定加权电路104的2个加权系数。由此，能够适当改变对相邻信号的干扰信号电平(AGC控制电路109的输出电压)和有用信号电平(AGC控制电路112的输出电压)的加权，能够任意地设定来自混频电路108的信号电平。此时高频信号接收装置的噪声系数(F)示于式3。F=F1+F2-1G1+F3-1G1·G2+...]]>…(式3)这里，F1AGC电路102的噪声系数G1AGC电路102的增益F2混频电路108的噪声系数G2混频电路108和滤波器110的合成增益F3包含AGC电路111的后级电路的噪声系数式4示出该高频信号接收装置的载波噪声(C/N)比。CN=PsikTB(F-1)]]>…(式4)这里，Psi有用信号的电平(W)，k玻耳兹曼常数1.38×10-23(J/K)，T周围温度(K)，B有用信号的带宽(Hz)。
式5示出加权电路104的输出电压V(RF12)。
V(RF12)＝K1×V(AGC1)+K2×V(AGC2)…(式5)这里，V(AGC1)AGC控制电路109的输出电压，K1加权电路104对输出电压V(AGC1)的加权系数，V(AGC2)AGC控制电路112的输出电压，K2加权电路104对输出电压V(AGC2)的加权系数。
通过对输入了有用信号和相邻信号的AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)、及输入了有用信号和主要由滤波器115抑制过的相邻信号的AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)独立地进行加权，能够决定输出电压V(AGC1)和输出电压V(AGC2)分别对混频电路108的输出信号的贡献率。
AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)、AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)以及加权电路104的输出电压-V(RF12)例如都在电压3V时具有最大增益，而在0V时具有最小增益。加权系数K1及K2可在0至1之间独立地设定。以下，说明在式5中例如加权系数K1为1、加权系数K2为任意值的情况。
在实施方式1中，在输入到输入端子101的高频信号的电平为例如-70dBm以上时控制AGC电路102的增益，而在-70dBm以下时控制AGC电路111的增益。
首先，说明输入信号只包含电平(Psi)的有用信号、或有用信号和电平比该电平(Psi)小的相邻信号、而且有用信号的电平(Psi)为-70dBm以下的情况下高频信号接收装置的C/N比。
由于有用信号电平(Psi)为-70dBm以下，所以AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)被设定为3V以使得增益最大。式5的第2项-AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)在0V至3V之间，而加权电路104的输出电压V(RF12)不会为3V以上。因此，加权电路104的输出电压V(RF12)被设定为3V，AGC电路102与现有的装置同样只根据AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)来控制AGC电路102的增益。
图3示出高频信号接收装置的噪声系数(F)与有用信号的电平的关系。横轴310是有用信号的电平，而纵轴是高频信号接收装置的噪声系数(dB)。在有用信号电平(Psi)为-70dBm以下的输入信号电平的区域301中，式3中AGC电路102的增益G1最大，AGC电路102的噪声系数(F1)是占支配地位的，噪声系数(F)如线305所示很低、恒定。
图4示出高频信号接收装置的C/N比与有用信号的电平(Psi)的关系。横轴是有用信号的电平，而纵轴是高频信号接收装置的C/N比。在有用信号的电平(Psi)为-70dBm以下的小电平的区域401中，图3所示的噪声系数(F)如线305所示为恒定、很低的噪声系数(F)，而随着有用信号的电平(Psi)增大，如线405所示，根据式4，C/N比增大、改善。
接着，说明输入信号只包含电平(Psi)的有用信号、或有用信号和电平比该电平(Psi)小的相邻信号、而且电平(Psi)为-70dBm以上的情况下高频信号接收装置的C/N比。在式5中，AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)被控制为0V至3V之间的规定值，而且AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)被控制为0V，所以AGC电路102与以往同样只根据AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)来控制增益。
即，在图3中输入信号为-70dBm以上的区域302中，式3中AGC电路102的增益G1被控制得减小。因此，不能忽略混频电路108的噪声系数F2或包含滤波器110的后级的噪声系数F3，高频信号接收装置的噪声系数(F)如线303所示，随着输入信号的电平增大而徐徐增大。
因此，在图4中有用信号电平Psi为-70dBm以上的区域402中，有用信号的电平(Psi)增大，而高频信号接收装置的噪声系数(F)在图3的区域302中增大大致相同的量、恶化。因此，从式4可知，C/N比如线403所示恒定。
接着，说明有用信号电平Psi恒定为例如-70dBm、相邻信号的电平为-70dBm以下的情况下高频信号接收装置的C/N比。
在式5中，在有用信号的电平(Psi)为-70dBm以上的情况下，AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)在AGC电路102的增益为最大至最小之间、即3V至0V之间被控制，而AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)被控制为0V以使得增益最小。因此，式5的第2项为0，AGC电路102与以往同样只根据AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)来控制增益。
即，高频信号接收装置的噪声系数F如图3的线304所示很低，高频信号接收装置的C/N比如图4的线404所示很大、良好。
图5示出有用信号的电平为-70dBm时高频信号接收装置的C/N比与相邻信号的电平的关系。横轴是相邻信道的相邻信号的电平，而纵轴是高频信号接收装置的C/N比。
首先，在相邻信号的电平小于-70dBm的区域501中，根据电平(-70dBm)的有用信号进行的增益控制是占支配地位的，所以高频信号接收装置的C/N比如线504所示很大、良好。即，相邻信号的电平低于有用信号的电平(Psi)，所以相邻信号对接收状态不施加不良影响。
接着，说明有用信号的电平(Psi)为例如-70dBm、相邻信号的电平为-70dBm以上的情况下高频信号接收装置的C/N比。
在式5中，AGC控制电路109的输出电压V(AGC1)按照比有用信号的电平(Psi)大的相邻信号的电平，在AGC电路102的增益的最大至最小之间、例如3V至0V之间控制AGC电路102的增益。AGC电路102的输出信号由滤波器110及滤波器115除去干扰信号—相邻信号，所以从AGC电路102输出的本来小的有用信号由AGC控制电路112检测并由AGC电路111来控制电平。因此，AGC控制电路112的输出电压V(AGC2)变化到最大的3V一方，加权电路104的输出电压V(RF12)被校正到增益最大的3V一方，AGC电路102被控制得使增益增大。
即，加权电路104的输出电压V(RF12)将AGC电路102的增益(G1)校正得增大，并且AGC电路102的噪声系数(F1)减小。因此，从式3可知，高频信号接收装置的噪声系数(F)减小、改善。在图3中有用信号电平为-70dBm以上的区域302中，噪声系数(F)如线306所示，比现有的接收装置(线303)改善了。与噪声系数(F)被改善的量相应，根据式4，高频信号接收装置的C/N比如线505所示增大、良好。
有相邻信号使C/N恶化的情况、和相邻信号造成的三次交调失真(IM3)等引起干扰的情况。通常前一情况是占支配地位的，在实施方式1的装置中能够有效防止干扰。
再者，通过接受数据输入端子106上施加的控制数据的加权控制电路105，能够独立地从外部容易地设定加权电路104的加权系数。
其中，如果相对于对输入到加权电路104的AGC控制电路109的输出电压的加权系数K1来过度增大对AGC控制电路112的输出电压的加权系数K2，则根据式5，加权电路104的输出电压V(RF12)上升，AGC电路102的增益过度上升。因此，有时例如混频电路108中的IM3等造成的干扰施加影响，加权系数K1及K2需要最佳设定。
如上所述，即使相对于有用信号有大的相邻信号的干扰信号，通过根据将有用信号的电平和相邻信号的电平乘以加权系数并相加的加权电路104的输出电压来控制AGC电路102的增益，实施方式1的高频信号接收装置也能够改善C/N比，得到稳定的接收状态。
在实施方式1中，能够用与相邻信号的电平对应的AGC电路111的增益控制电压来最佳地瞬时控制AGC电路102的增益。因此，能够改善与有用信号接近而存在的干扰信号的影响。由此，即使在状态时刻变化的移动中也能瞬时得到稳定的接收状态，所以实施方式1的高频信号接收装置适用于高速时的移动接收。
不管输入的高频信号是模拟信号还是数字信号，都能得到同样的效果。
(实施方式2)下面说明实施方式2的高频信号接收装置。与有用信号接近而存在的干扰信号由相邻信号或次相邻信号代表，在以下的说明中说明相邻信号。
在实施方式1的图1所示的接收装置中，向加权电路104输入AGC控制电路112的输出电压；而在图2所示的实施方式2的接收装置中，向加权电路204输入AGC控制电路221的输出电压。
式3和式4、图3至图5也能够应用于实施方式2，省略它们的说明。
图2是实施方式2的高频信号接收装置的方框图。可变增益放大器-AGC电路202接受高频输入到输入端子201的高频信号，能够控制其增益，以便控制该信号的电平。混频电路208用一个输入端接受AGC电路202的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路207的输出信号。滤波器210接受混频电路208的输出。AGC控制电路209接受混频电路208的输出。AGC电路211接受滤波器210的输出。混频电路214用一个输入端接受AGC电路211的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路213的输出信号。滤波器215接受混频电路214的输出。AGC控制电路212接受滤波器215的输出或混频电路214的输出，向控制AGC电路211的增益的控制端子提供其输出电压。AGC电路216接受滤波器215的输出。A/D变换器217接受AGC电路216的输出。数字滤波器218接受AD变换器217的输出。解调电路219接受数字滤波器218的输出，其输出从输出端子220取出。AGC控制电路221接受数字滤波器218的输出，控制AGC电路216的增益。加权电路204接受AGC控制电路209的输出电压和AGC控制电路221的输出电压，从数据输入端子206输入控制数据，并且将其输出电压提供给AGC电路202的增益控制端子203。加权控制电路205从数据输入端子206接受控制数据，并且将其输出端连接到加权电路204。
在实施方式2的上述高频信号接收装置中，从混频电路208输出的第1中频高于输入信号的频率，而从混频电路214输出的第2中频低于输入信号的频率。此外，如果输入到输入端子201的高频信号的电平为例如-70dBm以上则控制AGC电路202的增益，而如果为-70dBm以下则控制AGC电路211的增益，进而控制AGC电路216的增益。
向输入端子201输入例如90MHz至770MHz的高频信号。该输入信号由AGC电路202放大后，由混频电路208与本地振荡电路207的输出进行混频而变换为例如1200MHz的第1中频的信号并输入到AGC控制电路209。混频电路208的输出由滤波器210抑制有用信号以外的信号。
滤波器210的输出信号由增益被AGC控制电路212控制的AGC电路211放大后，由混频电路214与本地振荡电路213的输出进行混频而变换为例如4MHz的第2中频的信号并由滤波器215进一步抑制有用信号以外的信号。
进而，从滤波器215输出的4MHz的第2中频的信号由AGC电路216放大，AGC电路216的输出由A/D变换器217变换为数字信号后，由数字滤波器218进一步抑制有用信号以外的信号并输入到解调电路219。解调电路219解调过的输出从输出端子220输出。
数字滤波器218的输出信号被输入到AGC控制电路221，AGC控制电路221的输出电压被施加到AGC电路216上来控制AGC电路216的增益，使得输入到解调电路219的信号电平恒定。式6示出高频信号接收装置的噪声系数(F)。F=F1+F2-1G1+F3-1G1·G2+...]]>…(式6)这里，F1AGC电路202的噪声系数G1AGC电路202的增益F2混频电路208的噪声系数G2混频电路208和滤波器210的合成增益F3包含AGC电路211的后级电路的噪声系数式7示出该高频信号接收装置的载波噪声(C/N)比。CN=PsikTB(F-1)]]>…(式7)这里，Psi有用信号的电平(W)，k玻耳兹曼常数1.38×10-23(J/K)，
T周围温度(K)，B有用信号的带宽(Hz)。
在式7中，高频信号接收装置的C/N比主要由有用信号的电平(Psi)、噪声系数(F)以及有用信号的带宽(B)来决定。式8示出加权电路204的输出电压V(RF13)。
V(RF13)＝K3×V(AGC1)+K4×V(AGC3)…(式8)这里，V(AGC1)AGC控制电路209的输出电压，K3加权电路204对输出电压V(AGC1)的加权系数，V(AGC3)AGC控制电路221的输出电压，K4加权电路204对输出电压V(AGC3)的加权系数。
在实施方式2中，输出电压V(AGC1)和V(AGC3)、V(RF13)在3V时使AGC电路202、216的增益最大，而在0V时使增益最小。
对输入了有用信号的电平和相邻信号的电平的AGC控制电路209的输出电压V(AGC1)、及输入了由滤波器210、第2滤波器215以及数字滤波器218充分除去后的干扰信号—相邻信号和有用信号的AGC控制电路221的输出电压V(AGC3)独立进行加权，能够控制混频电路208的输出的电平。
向AGC控制电路221输入充分除去了相邻信号后的有用信号，所以能精度更好地检测加权电路204的输出电压-V(RF13)的有用信号的电平，能够比实施方式1的接收装置更可靠地改善高频信号接收装置的信号序列的干扰造成的接收差错。
再者，能够根据数据输入端子206上施加的控制数据，独立地从外部容易地设定加权电路204的加权系数。
其中，如果相对于对输入到加权电路204的AGC控制电路209的输出电压V(AGC1)的加权系数K3过度增大对AGC控制电路221的输出电压V(AGC3)的加权系数K4，则根据式8，加权电路204的输出电压V(RF13)上升，AGC电路202的增益过度上升。由此，有时例如混频电路208中的IM3等造成的干扰施加影响，加权系数K3及K4需要最佳设定。
如上所述，即使输入信号包含有用信号和与有用信号接近的大的相邻信号等干扰信号，也能沿接收差错减少的方向用加权电路204对AGC控制电路209的输出电压和AGC控制电路221的输出电压进行加权并合成。用从加权电路204输出的控制电压来控制AGC电路203的增益，所以可对干扰特性和C/N比特性进行最佳的设定。根据以上，在实施方式2的接收装置中，能够比实施方式1的接收装置进一步改善与有用信号接近的干扰信号造成的接收差错，得到稳定的接收状态。
此外，使用加权电路204合成AGC控制电路209和AGC控制电路221分别的输出电压所得的电压，所以能够瞬时控制AGC电路203的增益。因此，实施方式2的接收装置即使在状态时刻变化的移动中也能瞬时得到稳定的接收状态，所以适用于高速时的移动接收。
其中，在图2所示的接收装置中，AGC控制电路212接受滤波器215的输出，但是也可以代之以接受混频电路214的输出。
(实施方式3)下面说明实施方式3的高频信号接收装置。与有用信号接近而存在的干扰信号由相邻信号或次相邻信号代表，在以下的说明中说明相邻信号。
此外，图2所示的实施方式2的接收装置包括一个加权电路204，而实施方式3的接收装置包括两个加权电路1105、1110，加权电路1110接受AGC控制电路1112和AGC控制电路1121的输出电压。
图6是实施方式3的高频信号接收装置的方框图。可变增益放大器-AGC电路1102接受输入到输入端子1101的高频信号，能够控制其增益，以便控制该信号的电平。混频电路1107用一个输入端接受AGC电路1102的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路1108的输出信号。滤波器1109接受混频电路1107的输出。AGC控制电路1106接受混频电路1107的输出，控制AGC电路1102的增益。AGC电路1111接受滤波器1109的输出，能够控制其增益，以便控制该信号的电平。混频电路1114用一个输入端接受AGC电路1111的输出，并且用另一个输入端接受本地振荡电路1113的输出信号。滤波器1115接受混频电路1114的输出。AGC控制电路1112接受混频电路1114的输出。AGC电路1116接受滤波器1115的输出，能够控制其增益，以便控制该信号的电平。A/D变换器1117接受AGC电路1116的输出。数字滤波器1118接受A/D变换器1117的输出。解调电路1119接受数字滤波器1118的输出，其输出从输出端子1120取出。AGC控制电路1121接受数字滤波器1118的输出，并且控制AGC电路1116的增益。加权电路1105用输入端接受AGC控制电路1121的输出电压和AGC控制电路1106的输出电压，并且将其输出电压提供给用于控制AGC电路1102的增益的增益控制端子1122。加权控制电路1110用输入端接受AGC控制电路1121的输出电压和AGC控制电路1112的输出电压，将其输出电压提供给用于控制AGC电路1111的增益的增益控制端子1123。
在实施方式3的高频信号接收装置中，从混频电路1107输出的第1中频高于输入信号的频率，而从混频电路1114输出的第2中频低于输入信号的频率。
如果输入到输入端子1101的高频信号的电平为例如-70dBm以上则控制AGC电路1102的增益，而如果为-70dBm以下则控制AGC电路1102的增益，进而控制AGC电路1102的增益。
向输入端子1101输入例如90MHz至770MHz的高频信号。该高频信号由AGC电路1102放大后，由混频电路1107与本地振荡电路1108的输出进行混频而变换为例如1200MHz的第1中频的信号并输入到AGC控制电路1106。此外，混频电路1107的输出由滤波器1109抑制有用信号以外的信号。
滤波器1109的输出信号由AGC电路1111放大后，由混频电路1114与本地振荡电路1113的输出进行混频而变换为例如4MHz的第2中频的信号，由滤波器1115进一步抑制有用信号以外的信号后，由增益被AGC控制电路1112控制的AGC电路1111控制其电平。
从滤波器1115输出的4MHz的第2中频的信号由AGC电路1116放大，AGC电路1116的输出由A/D变换器1117变换为数字信号后，由数字滤波器1118进一步抑制有用信号以外的信号并输入到解调电路1119。解调电路1119解调过的输出从输出端子1120输出。
数字滤波器1118的输出信号被输入到AGC控制电路1121，AGC控制电路1121的输出电压被施加到AGC电路1116上来控制AGC电路1116的增益，使得给解调电路1119的信号电平恒定。
数据输入端子1103上施加的控制数据被提供给加权控制电路1104，能够分别独立地设定加权电路1105的加权系数及加权电路1110的加权系数。由此，能够适当改变对相邻信道的干扰信号(相邻信号)的电平(AGC控制电路1106的输出)和有用信号的电平(AGC控制电路1121的输出)的加权。因此，能够任意地设定来自混频电路1107及混频电路1114的信号的电平。式9示出此时高频信号接收装置的噪声系数(F)。F=F1+F2-1G1+F3-1G1·G2+...]]>…(式9)这里，F1AGC电路1102的噪声系数G1AGC电路1102的增益F2混频电路1107的噪声系数G2混频电路1107和滤波器1109的合成增益F3包含AGC电路1111的后级电路的噪声系数式10示出该高频信号接收装置的载波噪声(C/N)比。CN=PsikTB(F-1)]]>…(式10)这里，Psi有用信号的电平(W)，k玻耳兹曼常数1.38×10-23(J/K)，T周围温度(K)，B有用信号的带宽(Hz)。
式11示出加权电路1105的输出电压V(RF13)。
V(RF13)＝K5×V(AGC1)+K6×V(AGC3)…(式11)这里，V(AGC1)AGC控制电路1106的输出电压，K5加权电路1105对输出电压V(AGC1)的加权系数，V(AGC3)AGC控制电路1121的输出电压，K6加权电路1105对输出电压V(AGC3)的加权系数。
滤波器1109、滤波器1115以及数字滤波器1118充分抑制相邻信号的电平。通过对输入了电平(Psi)的有用信号和相邻信号的AGC控制电路1106的输出电压V(AGC1)、和大致只输入了有用信号的AGC控制电路1121的输出电压V(AGC3)分别独立地进行加权，能够决定有用信号和相邻信号对混频电路1107的输出信号电平的贡献率。式12示出加权电路1110的输出电压V(IF23)。
V(IF13)＝K7×V(AGC2)+K8×V(AGC3)…(式12)这里，V(AGC2)AGC控制电路1112的输出电压，K7加权电路1110对输出电压V(AGC2)的加权系数，V(AGC3)AGC控制电路1121的输出电压，K8加权电路1110对输出电压V(AGC3)的加权系数。
滤波器1109、滤波器1115以及数字滤波器1118充分抑制相邻信号的电平。因此，通过对输入了电平(Psi)的有用信号和由滤波器1109抑制过的相邻信号的AGC控制电路1112的输出电压V(AGC2)、和大致只输入了有用信号的AGC控制电路1121的输出电压V(AGC3)分别独立地进行加权，能够决定有用信号和相邻信号对混频电路1114的输出信号电平的贡献率。
在实施方式3中，AGC控制电路1106的输出电压V(AGC1)、AGC控制电路1112的输出电压V(AGC2)、AGC控制电路1121的输出电压V(AGC3)、加权电路1105的输出电压V(RF13)以及加权电路1110的输出电压V(IF23)都在3V时使AGC电路1102、1111、1116的增益最大，而在0V时使增益最小。加权系数K5至K8都可在0至1之间独立地设定。
以下，说明在式11及式12中使加权系数K5及K7分别为1、使加权系数K6及K8为任意值的情况。
如果输入到输入端子1101的高频信号的电平为例如-70dBm以上则控制AGC电路1102的增益，而如果为-70dBm以下则控制AGC电路1111的增益，进而在例如-70dBm以下控制AGC电路1116的增益。
首先，说明干扰信号—相邻信号的电平相对于有用信号的电平(Psi)很小而可以忽略、而且有用信号的电平(Psi)为-90dBm以下的情况下高频信号接收装置的C/N比。
由于有用信号的电平(Psi)为-90dBm以下，所以在式11中，第1项—电压V(AGC1)为最大的3V，第2项—电压V(AGC3)为0V至3V之间的值。电压V(RF13)不会为3V以上所以为3V，AGC电路1102与现有的接收装置同样来控制增益。
再者，在式12中，第1项—电压V(AGC2)为3V，第2项—电压(AGC3)为0V至3V之间的值，而V(IF23)不会为3V以上所以为3V，AGC电路1111与现有的接收装置同样来控制增益。
接着，说明相邻信号的电平相对于有用信号的电平(Psi)很小、而且有用信号的电平(Psi)为-70dBm至-90dBm的情况下高频信号接收装置的C/N比。
由于有用信号的电平(Psi)为-70dBm至-90dBm，所以在式11中，第1项—电压V(AGC1)被控制为3V，第2项—电压V(AGC3)为0V至3V之间。电压V(RF13)不会为3V以上所以为3V，AGC电路1102与现有的接收装置同样来控制增益。
再者，在式12中，第1项—电压V(AGC2)被控制为0至3V。第2项—电压V(AGC3)为0V所以可以忽略，电压V(IF23)由第1项—电压V(AGC2)来决定，所以AGC电路1111与现有的接收装置同样来控制增益。
图7示出高频信号接收装置的噪声系数(F)与有用信号的电平的关系。横轴是有用信号的电平，而纵轴是高频信号接收装置的噪声系数(F)。在有用信号的电平(Psi)为-70dBm以下的区域1201中，式11中AGC电路1102的增益G1最大，AGC电路1102的噪声系数F1是占支配地位的，所以噪声系数(F)如线1205所示恒定、很低。
图8示出高频信号接收装置的C/N比与有用信号的电平(Psi)的关系。横轴是有用信号的电平(Psi)，而纵轴是高频信号接收装置的C/N比。在有用信号的电平(Psi)为-70dBm以下的小电平的区域1301中，相对于图7所示的恒定、很低的噪声系数，有用信号的电平(Psi)增大，所以根据式10，如线1305所示，随着有用信号的电平(Psi)增大，C/N比也增大、改善。
接着，说明相邻信号的电平相对于有用信号的电平(Psi)很小、而且有用信号的电平(Psi)为-70dBm以上的情况下高频信号接收装置的C/N比。
在此情况下，由于有用信号的电平(Psi)为-70dBm以上，所以在式11中，第1项—电压V(AGC1)为AGC电路的增益最大至最小之间的0V至3V之间。第2项—电压V(AGC2)为AGC电路的增益最小的0V所以可以忽略，电压V(RF13)只由第1项—电压V(AGC1)来决定，所以AGC电路1102与现有的接收装置同样来控制增益。
再者，在式12中，第1项—电压V(AGC2)被控制为0V以使得AGC电路的增益最小，第2项—电压V(AGC2)被控制为增益最小的0V。因此，电压V(IF23)只由第1项—电压V(AGC1)来决定，所以AGC电路1111与现有的接收装置同样来控制增益。
即，在图7中输入信号为-70dBm以上的区域1202中，式11中AGC电路1102的增益(G1)被控制得减小，所以可以忽略混频电路1107的噪声系数(F2)和包含滤波器1109的后级的噪声系数F3，高频信号接收装置的噪声系数(F)如线1203所示，随着输入信号的电平增大而徐徐增大。
因此，在图8中有用信号电平(Psi)为-70dBm以上的区域1302中，从式10可知，有用信号的电平(Psi)大，而高频信号接收装置的噪声系数(F)如图8的区域1302所示，增大、恶化大致相同的量，所以C/N比如线1303所示恒定。
接着，说明有用信号的电平(Psi)恒定为例如-70dBm、相邻信号的电平为-70dBm以下的情况下高频信号接收装置的C/N比。
由于有用信号的电平(Psi)为-70dBm，所以在式11中，第1项—电压V(AGC1)被控制为AGC电路的增益最大的3V。第2项—电压V(AGC3)被控制为增益最小的0V所以可以忽略，电压V(RF13)由第1项—电压V(AGC1)来决定，所以AGC电路1102与现有的接收装置同样来控制增益。
再者，在式12中，第1项—电压V(AGC2)被控制为AGC电路的增益最小的0V，而且第2项—电压V(AGC3)被控制为AGC电路的增益最小的0V，所以电压V(IF23)为0V，AGC电路1111与现有的接收装置同样来控制增益。
即，高频信号接收装置的噪声系数(F)如图7的线1204所示很低，高频信号接收装置的C/N比如图8的线1304所示很大、良好。
图9示出有用信号电平为-70dBm时高频信号接收装置的C/N比与相邻信道的信号电平的关系。横轴是相邻信号的电平，而纵轴是高频信号接收装置的C/N比。
在相邻信号的电平小于-70dBm的区域1401中电平(Psi)为-70dBm的有用信号对增益的控制是占支配地位的，所以高频信号接收装置的C/N比如线1404所示很大，为良好的值。即，相邻信号的电平低于有用信号的电平(Psi)，所以不会对接收状态施加与现有的接收装置同样的不良影响。
接着，说明有用信号的电平(Psi)恒定为-70dBm、相邻信号的电平为-70dBm以上的区域1402中高频信号接收装置的C/N比。
在此情况下，在式11中第1项—电压V(AGC1)随比有用信号的电平(Psi)大的相邻信号的电平在3V至0V之间控制AGC电路1102的增益。AGC电路1102输出小电平的相邻信号和小电平(Psi)的有用信号。在AGC电路1102的输出信号中，相邻信号由滤波器1109、滤波器1115及抑制效果优良的数字滤波器1118几乎除去，所以大致只有电平(Psi)小的有用信号由AGC控制电路1121检测。因此，相对于电平(Psi)小的有用信号，式11的第2项—电压V(AGC3)为AGC电路的增益最大的3V。
如上所述，式11的第1项—电压V(AGC1)接近与最小的增益对应的0V，而式11的第2项—电压V(AGC3)接近与最大的增益对应的3V。因此，式11的电压V(RF13)通过最佳地设定加权系数K5和加权系数K7，能够将AGC电路1102的增益校正得很大。
根据以上，如式11所示，由被校正得使增益增大的电压V(RF13)来控制增益的AGC电路1102输出相邻信号和小的有用信号。输出的这些信号经混频电路1107及滤波器1109输入到AGC电路1111，只有相邻信号由滤波器1109稍微抑制。
再者，在式12中，第1项—电压V(AGC2)按照比有用信号大的相邻信号的电平在最大至最小之间的3V至0V之间控制AGC电路的增益。因此，AGC电路的增益被控制，输出小的相邻信号和电平(Psi)的小的有用信号。进而，在AGC电路1111的输出信号中，相邻信号由滤波器1115及抑制效果优良的数字滤波器1118几乎除去，所以只有电平(Psi)与相邻信号的电平对应的小的有用信号由AGC控制电路1121检测。因此，式12的第2项-AGC控制电路1121的输出电压V(AGC3)对电平(Psi)的小的有用信号输出AGC电路的增益最大的3V的电压。
因此，式12的第1项—电压V(AGC2)为与相邻信号的电平对应的0V至3V之间，式12的第2项—电压V(AGC3)接近增益最大的3V。因此，式12所示的电压V(IF23)通过最佳地设定加权电路1110对电压V(AGC2)的加权系数K7和加权电路1110对电压V(AGC3)的加权系数K8，能够将AGC电路1111的增益校正得很大。
这里，如果相对于式11的加权系数K5来过度增大加权系数K6，则式11的电压V(RF13)过度增大，AGC电路1102的增益过度上升。由此，有时例如混频电路1107中的IM3等造成的干扰施加影响，所以加权系数K5及K6需要最佳设定。
此外，如果相对于对输入到加权电路1110的AGC控制电路1112的输出电压的加权系数K7，来过度增大对AGC控制电路1121的输出电压的加权系数K8，则根据式12，加权电路1110的输出电压V(IF23)上升，AGC电路1102的增益过度上升。由此，有时例如混频电路1107中的IM3等造成的干扰影响接收状态，所以加权系数K5及K7需要最佳设定。
如上所述，即使在相邻信号的电平相对于有用信号的电平(Psi)很大的情况下，也将AGC电路1102的增益(G1)校正得增大，AGC电路1102的噪声系数(F1)减小，所以根据式11，高频信号接收装置的噪声系数(F)减小、改善。在图7中输入信号的电平为-70dBm以上的区域1202中，噪声系数(F)如线1206所示，比线1203所示的现有的接收装置改善了。此外，与噪声系数(F)改善的量相应，从式12可知，高频信号接收装置的C/N比也改善了。图9用线1405示出该C/N比，用线1403示出现有的接收装置的C/N比。
再者，根据式11以及式12，AGC电路1111的增益(G2)被校正得增大，所以从式11可知，高频信号接收装置的噪声系数(F)减小、改善。在图7中输入信号电平为-70dBm以上的区域1202中，噪声系数(F)如线1207所示，与只依赖于式11的线1206所示的噪声系数相比，能够进一步减小、改善。
与噪声系数F进一步改善的量相应，从式12可知，高频信号接收装置的C/N比也增大、改善了。在图9中，线1406示出C/N比，与只依赖于式11的线1405所示的C/N相比，能够进一步改善。
此外，经数据输入端子1103来接受控制数据，加权控制电路1104能够独立地从外部容易地设定加权电路1105的加权系数。
如上所述，即使相对于有用信号有大的相邻信号，也根据将有用信号的电平和相邻信号的电平分别乘以加权系数并相加的加权电路1105的输出电压V(IF13)来控制AGC电路1102的增益。而且，根据将有用信号的电平和相邻信号的电平分别乘以加权系数并相加的加权电路1110的输出电压V(IF23)来控制AGC电路1111的增益。由此，高频信号接收装置能够进一步改善C/N比，得到稳定的接收状态。
AGC控制电路1112的输出电压、和AGC控制电路1121的输出电压由加权电路1105、1110进行加权并相加。根据从加权电路1105、1110输出的AGC控制电压来最佳地控制AGC电路1102、1111的增益。
由此，实施方式3的接收装置能得到比实施方式1及2改善了的抗干扰效果。
此外，使用了和与有用信号接近而存在的相邻信号的电平所对应的AGC控制电路1121的增益控制电压V(AGC3)，所以AGC电路1102、1111能最佳地瞬时控制增益。因此，实施方式3的接收装置即使在状态时刻变化的移动中也能瞬时得到稳定的接收状态，所以适用于高速时的移动接收。
其中，在实施方式1至3的接收装置中，从混频电路108、208、1107输出的信号的频率高于输入信号的频率，但是在低于输入信号的频率的情况下也能够应用本发明。
此外，实施方式1至3的接收装置用直接变频方式来取代混频电路114、214、1114也能得到同样的效果。
实施方式1至3的AGC电路、混频电路、本地振荡电路、加权电路、A/D变换器以及数字滤波器也可以被集成在1个封装中。该接收装置能够小型化，部件容易管理，能够削减制造时间。
权利要求
1.一种高频信号接收装置，包括可变增益放大器，放大输入的高频信号；本地振荡电路；混频电路，对上述可变增益放大器输出的信号和上述本地振荡电路输出的信号进行混频；滤波器，接受上述混频电路输出的信号；增益控制电路，输出与上述混频电路输出的上述信号对应的电压；以及加权电路，对上述增益控制电路输出的上述电压和控制电压进行加权并相加，控制上述可变增益放大器的增益。
2.一种高频信号接收装置，包括第1可变增益放大器，放大输入的高频信号；第1本地振荡电路；第1混频电路，对上述第1可变增益放大器输出的信号和上述第1本地振荡电路输出的信号进行混频；第1滤波器，接受上述第1混频电路输出的信号；第1增益控制电路，输出与上述第1混频电路输出的上述信号对应的电压；第2可变增益放大器，放大上述第1滤波器输出的信号；第2本地振荡电路；第2混频电路，对上述第2可变增益放大器输出的信号和上述第2本地振荡电路输出的信号进行混频；第2滤波器，接受上述第2混频电路输出的信号；第2增益控制电路，按照上述第2滤波器输出的信号来输出控制上述第2可变增益放大器的增益的电压；以及加权电路，对上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第2增益控制电路输出的上述电压进行加权并相加，控制上述第1可变增益放大器的增益。
3.如权利要求2所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括加权控制电路，对上述加权电路中的、上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第2增益控制电路输出的上述电压分别设定加权系数。
4.如权利要求3所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述加权控制电路根据输入的控制数据来设定上述加权系数。
5.如权利要求2所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括封装，容纳上述第1可变增益放大器、上述第1混频电路、上述第1本地振荡电路、上述第1增益控制电路以及上述加权电路。
6.一种高频信号接收装置，包括第1可变增益放大器，放大输入的高频信号；第1本地振荡电路；第1混频电路，对上述第1可变增益放大器输出的信号和上述第1本地振荡电路输出的信号进行混频；第1滤波器，接受上述第1混频电路输出的信号；第1增益控制电路，输出与上述第1混频电路输出的上述信号对应的电压；第2可变增益放大器，放大上述第1滤波器的输出；第2本地振荡电路；第2混频电路，对上述第2可变增益放大器输出的信号和上述第2本地振荡电路输出的信号进行混频；第2滤波器，接受上述第2混频电路输出的信号；第2增益控制电路，按照上述第2滤波器输出的信号和上述第2混频电路输出的上述信号中的一个来控制上述第2可变增益放大器的增益；第3可变增益放大器，放大上述第2滤波器输出的上述信号；第3滤波器，接受上述第3可变增益放大器输出的信号；第3增益控制电路，按照上述第3滤波器输出的信号来输出控制上述第3可变增益放大器的增益的电压；以及加权电路，对上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压进行加权并相加，控制上述第1可变增益放大器的增益。
7.如权利要求6所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述第3滤波器具有模拟/数字(A/D)变换器，对上述第3可变增益放大器输出的上述信号进行模拟/数字变换；以及数字滤波器，接受上述A/D变换器的输出。
8.如权利要求6所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括解调电路，接受上述第3滤波器输出的上述信号。
9.如权利要求6所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括加权控制电路，对上述加权电路中的、上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压分别设定加权系数。
10.如权利要求9所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述加权控制电路根据输入的控制数据来设定上述加权系数。
11.如权利要求6所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括封装，集成并容纳上述第1可变增益放大器、上述第2可变增益放大器、上述第3可变增益放大器、上述第1混频电路、上述第2混频电路、上述第1本地振荡电路、上述第2本地振荡电路、上述第1增益控制电路、上述第2增益控制电路、上述第3增益控制电路以及上述加权电路。
12.如权利要求11所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述封装集成并容纳上述3个滤波器。
13.一种高频信号接收装置，包括第1可变增益放大器，放大输入的高频信号；第1本地振荡电路；第1混频电路，对上述第1可变增益放大器输出的信号和上述第1本地振荡电路输出的信号进行混频；第1滤波器，接受上述第1混频电路输出的信号；第1增益控制电路，输出与上述第1混频电路输出的上述信号对应的电压；第2可变增益放大器，放大上述第1滤波器输出的信号；第2本地振荡电路；第2混频电路，对上述第2可变增益放大器输出的信号和上述第2本地振荡电路输出的信号进行混频；第2滤波器，接受上述第2混频电路输出的信号；第2增益控制电路，输出与上述第2混频电路输出的上述信号对应的电压；第3可变增益放大器，放大上述第2滤波器输出的信号；第3滤波器，接受上述第3可变增益放大器的输出；第3增益控制电路，按照上述第3滤波器输出的信号来输出控制上述第3可变增益放大器的增益的电压；第1加权电路，对上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压进行加权并相加，控制上述第1可变增益放大器的增益；以及第2加权电路，对上述第2增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压进行加权并相加，控制上述第2可变增益放大器的增益。
14.如权利要求13所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述第3滤波器具有模拟/数字(A/D)变换器，对上述第3可变增益放大器输出的上述信号进行模拟/数字变换；以及数字滤波器，接受上述A/D变换器输出的信号。
15.如权利要求13所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括解调电路，接受上述第3滤波器的输出。
16.如权利要求13所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括加权控制电路，对上述第1加权电路中的、上述第1增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压分别设定加权系数，而且对上述第2加权电路中的、上述第2增益控制电路输出的上述电压和上述第3增益控制电路输出的上述电压分别设定加权系数。
17.如权利要求16所述的高频信号接收装置，其特征在于，上述加权控制电路根据输入的控制数据来设定上述加权系数。
18.如权利要求13所述的高频信号接收装置，其特征在于，还包括封装，集成并容纳上述第1可变增益放大器、上述第2可变增益放大器、上述第1混频电路、上述第2混频电路、上述第1本地振荡电路、上述第2本地振荡电路、上述第1增益控制电路、上述第2增益控制电路、上述第1加权电路以及上述第2加权电路。
全文摘要
一种高频信号接收装置，包括可变增益放大器，放大输入的高频信号；本地振荡电路；混频电路，对可变增益放大器输出的信号和本地振荡电路输出的信号进行混频；滤波器，接受混频电路输出的信号；增益控制电路，输出与混频电路输出的信号对应的电压；以及加权电路，对增益控制电路输出的电压和控制电压进行加权并相加来控制可变增益放大器的增益。从滤波器取出输出。该高频信号接收装置即使在与有用信号接近的干扰信号的电平很强的条件下，接收差错也很少。
文档编号H04B1/16GK1452324SQ0311012
公开日2003年10月29日 申请日期2003年4月11日 优先权日2002年4月16日
发明者藤岛明, 足立宪司, 竹内博敏, 大场康雄, 神野一平, 尾关浩明 申请人:松下电器产业株式会社