专利名称：用于卫星广播接收系统和接收机装置中的低噪声变频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及低噪声变频器，特别涉及一种包含在用于卫星信号发送/接收的天线接收机中作为LNB(低噪声下变频器块)应用的低噪声变频器，该变频器将两个不同极化的输入信号变频为用于发送到室内单元(室内接收机)的不同中频(IF)信号，以及接收机装置包括这样的一个低噪声变频器。
背景技术：
图14示出了第一传统LNB的方框图。图14的LNB指向允许接收多个极化波的卫星广播/通信接收，该LNB用于接收美国Ku波段卫星信号。
根据图14，输入的频率为11.7GHz-12.2GHz的接收信号被交叉极化分离器(未示出)分割为水平极化信号和垂直极化信号，并分别提供给输入端1和2。通过这两个输入端应用的信号分别被天线探头拾取。每个输入信号被低噪声放大器LNA 3-6进行低噪声放大，然后通过BPFs(带通滤波器)7和8，用于通过期望的频带的信号并去除镜像频带的信号。
然后，将一个信号与从本地振荡器209输出的10.75GHz的振荡信号一起提供给混频电路(混频器)11。在混频器11，将该信号频率变频为950MHz-1450MHz的中频频带信号。将另一个信号与从本地振荡器210输出的10.15GHz的振荡信号一起提供给混频器12。在混频器12，将该信号频率变频为1550MHz-2050MHz的中频频带信号。在组合器215将这两个频带的信号组合并发送到IF放大器16，该IF放大器16放大该信号以使其具有适量噪声和输出特性，用于从IF输出端17输出。
IF输出端17通过同轴电缆接收叠加于室内接收机(未示出)输出信号上的直流电压。电源电路18将该直流电压变换为应用于各个电路的预定电位。
图15是第二传统LNB的方框图。图15的LNB在两个输入端1和2接收来自卫星的具有12.2-12.7GHz频率的两个极化不同的信号。当来自卫星的信号对应于右旋极化波和左旋极化波时，信号通过在前级连接到变频器的转换器，以将这两个圆极化波转换为两个线极化波，并将其提供给变频器的两个输入端。
下面的操作类似于第一传统LNB中的操作。信号通过低噪声放大器3-6和用于镜像抑制的频带滤波器BPFs7和8。接着，其中一个信号被提供给混频器11，该混频器11被提供有来自本地振荡器209A的11.25GHz振荡频率的本地振荡信号。另一个信号被发送到混频器12，该混频器12被提供有来自本地振荡器210A的14.35GHz振荡频率的本地振荡信号。信号进一步被分别发送到具有950-1450MHz发送频率的LPF(低通滤波器)13和具有1650-2150MHz发送频率的HPF(高通滤波器)14。在组合器215中将这两个频带的信号组合，然后正如第一传统LNB一样，将其提供给IF放大器16进行放大并从IF输出端17输出。
在图14的LNB中，分别为从两个本地振荡器209和210输出的本地振荡信号频率差(10.75GHz-10.15GHz＝0.6GHz)的两倍和三倍的1200MHz和1800MHz的谐波分量，作为寄生谐波分量，分别被包含在950MHz-1450MHz和1550MHz-2050MHz的IF频带内。必须进行一些措施以抑制这种电平。
可能的措施包括增强两个本地振荡器209和210和两个混频器11和12的屏蔽。但是，这种方式将使结构复杂和成本增加。注意到，在两个不同本地振荡器209和210中变频的两个IF频带分别位于950MHz-1450MHz和1550MHz-2050MHz范围内，它们之间的保护频带位于1450MHz-1550MHz之间。换句话说，该保护频带100MHz是窄的。为了在获得各个IF频带之前在LPF13和HPF14利用该保护频带，以抑制一个IF频带的噪声电平影响其他频带，将需要具有高级截止特性的LPF和HPF。这些需求将使成本增加。
在图15的第二传统LNB中，本地振荡器209A和210A输出的本地振荡信号的频率差是3.1GHz，其四次谐波分量为12.4GHz。这成为从卫星接收的12.2-12.7GHz信号的寄生谐波分量，并作为12.4GHz接收信号的干扰波。为了抑制这样的波，类似于第一传统LNB，两个本地振荡器209A和210A或混频器11和12必须经历一些诸如屏蔽增强性的措施。因此，成本将增加。
发明内容
考虑到前面所述的，本发明的主要目的是提供一种低成本和高性能特性，对寄生谐波分量更不敏感的低噪声变频器。
根据本发明的一个方面，低噪声变频器接收出现在第一频带内的第一和第二极化信号，并将接收的第一和第二极化信号分别变频为输出的第一和第二中频信号，该低噪声变频器包括分别提供具有第一频率的第一本地振荡信号和具有第二频率的第二本地振荡信号的第一和第二本地振荡电路；分别用第一和第二本地振荡信号混频第一和第二极化信号的第一和第二混频器电路，并分别提供混频后的信号作为第三和第四中频信号；以及将该第三和第四中频信号分别通过第二频带和高于第二频带的第三频带滤波的第一和第二信号滤波器，分别提供该滤波后的信号作为第一和第二中频信号。第一和第二本地振荡电路确定第一和第二频率，以使第一和第二频率之间的第一频率差的n倍的频率不出现在第一至第三频带内。
因此，在理想状态下，由两个本地振荡信号之间的频率差所产生的寄生谐波分量将不会在输入信号(极化信号)和中频信号的频带内出现。因此没有必要增强屏蔽以减少寄生谐波的影响。可以实现一种具有简单结构的低噪声变频器。
优选地，第三频带内的最低频率和第二频带内的最高频率之间的第二频率差至少是一个预定的频率。
优选地，该预定频率为200MHz。
由于确保了至少预定频率的保护频带，因此没有必要应用具有陡峭截止特性的第一和第二信号滤波器。所以，可以减少信号滤波器的成本。
优选地，第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内。第一和第二频率分别为10.75GHz和13.85GHz。第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz和1650-2150MHz范围内。
优选地，第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内。第一和第二频率分别出现在10.750GHz-10.799GHz的频带内和13.850GHz-13.801GHz的频带内。第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz的频带内和1650-2150MHz的范围内。
优选地，第一和第二混频器电路中的每一个包括具有有源设备的有源混频器。
优选地，第一和第二混频器电路中的每一个包括二极管混频器。
优选地，第一和第二本地振荡电路中的每一个包括电介质振荡器。
优选地，电介质振荡器的振荡设备包括硅双极晶体管。
优选地，第一和第二信号滤波器中的每一个包括一个电介质滤波器。
优选地，所述低噪声变频器进一步包括一个分别接收来自第一和第二信号滤波器的第一和第二中频信号，并将接收的第一和第二中频信号组合，以输出第五中频信号的组合电路。
优选地，该组合电路是Y型分布电路。所述Y型分布电路由带有耦合的微带线的分布常数电路形成，所述微带线中的每个具有1/4有效波长的长度。优选地，该组合电路是Y型分布电路。该Y型分布电路由具有合适常数的片状电感器形成。
优选地，所述低噪声变频器进一步包括分别接收第一和第二极化信号的第一和第二输入端，分别放大在第一和第二输入端所接收的第一和第二极化信号的第一和第二低噪声放大器，通过预定的频带分别滤波第一和第二低噪声放大器所放大的第一和第二极化信号，并将经滤波的第一和第二极化信号分别提供给第一和第二混频电路的第一和第二带通滤波器，以及放大从组合电路输出的第五中频信号的中频放大电路。
根据本发明，接收机装置包括上述的任何一种低噪声变频器。
本发明的上述的和其他目的，特征，方面和优点，当结合附图从下面对本发明的详细描述中将变得更加清楚。
图1示出了应用本发明的LNB的卫星广播接收系统的整体结构示意方框图。
图2是根据本发明实施例的LNB的方框图。
图3示出了图2中的Y型分布电路。
图4是应用于图2的混频器中的有源混频器的电路图。
图5示出了电介质振荡器的举例。
图6示出了硅双极晶体管所形成的振荡器的举例。
图7示出了可以作为图2中的混频器应用的二极管混频器的结构。
图8是电介质滤波器的透视图。
图9，10，11和12是平面图，侧视图和分别从上面，前面，侧面和底部观看图8的电介质滤波器的平面图。
图13示出了片状电感器形成的Y型分布电路的一个举例。
图14是第一传统LNB的方框图。
图15是第二传统LNB的方框图。
具体实施例方式
本发明的实施例将参考附图在下面进行详细描述。在图中，相同或相应的组件分配有相同的标号，以及这些组件的说明将不再重复。
图1示出了应用本发明的LNB的卫星广播接收系统的整体结构示意方框图。参考图1，在天线101连接有馈电喇叭和位于其后级的交叉极化分离器110。LNB 102是本系统称作“室外”单元的组件一部分，并连接到交叉极化分离器110的后级。LNB 102低噪声放大来自卫星的微弱波，以向通过同轴电缆103连接的室内接收机104提供低噪声和足够电平的信号。
室内接收机104包括DBS调谐器105、FM解调器106、视频和音频电路107和RF调制器108。从同轴电缆103提供的信号通过这些电路来处理以提供给电视机109。
图2是根据本发明实施例的LNB的方框图。参考图2，通过输入端1和2分别将水平极化和垂直极化的接收信号提供给由HEMT(高电子迁移率晶体管)设备形成的低噪声放大器3-6，以低噪声放大上述接收信号，然后将其发送到BPFs(带通滤波器)7和8，以得到镜像频带被抑制的信号。该滤波器由微带线在电路基片上形成为分布常数电路。例如常常使用半波滤波器。
电路基片是在两边具有铜箔的基片，称为Telfon基片，在12GHz频带表现出低的损耗(电介质损耗δ＝大约为0.002)以及介电常数大约为2.6。在与元件所在侧相对的整个背侧上提供铜箔。可以通过上述的微带线形成分布常数电路。
12GHz频带的射频信号被发送到混频器11和12并被转换成1-2GHz频带的中频信号。混频器11和12可能是由HEMT、FET等形成的有源混频器，或是肖特基二极管形成的二极管混频器。本地振荡器9和10向混频器提供用于频率变换的本地振荡信号。本地振荡器9和10是被称为电介质振荡器的振荡电路。本地振荡器9和10的其中一个具有10.75GHz的振荡频率，而另一个具有13.85GHz的振荡频率。两个频率可以通过应用电介质谐振器的直接振荡器提供。振荡器设备可能是HEMT、FET、硅晶体管、HBT等。
从混频器11输出的中频信号被发送到低通滤波器13，用于输出950-1450MHz的中频频带信号。来自混频器12的中频信号被发送到低通滤波器14，用于输出1650-2150MHz的中频频带信号。
从LPFl3和HPFl4输出的每一个中频频带信号，在为组合电路的Y型分布电路15中被组合，并被提供给中频放大器16将其放大，然后从中频输出端17输出。
在本实施例中，从本地振荡器9和lO输出的本地振荡信号的频率差为13.85GHz-10.75GHz＝3.1GHz。其两次、三次、四次谐波分量分别为6.2GHz、9.3GHz和12.4GHz，而且不会出现在950-1450MHz的中频频带内或11.7GHz-12.2GHz的接收频带内。所以，寄生谐波分量将不会在该频带内产生。有关两个本地振荡器9和10以及两个混频器11和12的屏蔽，不需要考虑寄生谐波分量的产生。所以，可以实现低成本的LNB。
中频频带位于950-1450MHz范围内和1650-2150MHz范围内。保护频带位于1450-1650MHz范围内。所以，与传统的情况相比，LPFl3和HPFl4不需要陡峭截止来抑制噪声电平干扰其他中频频带。所以，易于实现。因此，可以应用经济的高通和低通滤波器。
图3示出了如同图2所示的组合电路的Y型分布电路15的结构。该Y型分布电路15由具有l/4有效波长λg的长度和 Zo阻抗的Y形微带线形成。Y型分布电路15组合通过端口152和153从自混频器11和12提供的中频频带信号，以从端口15l输出一个组合信号。100Ω的片状电阻器连接在端口152和l53之间。根据长度其构造并不限于图3所示。
从图3所示Y型分布电路15的端口15l输出的中频频带信号被发送到中频放大器16，以将信号电平放大到合适电平。
图4是作为图2的混频器应用的有源混频器的电路图。参考图4，半导体元件21由HEMT或FET形成，在它的栅极端输入射频信号，并通过电阻器R1提供负电压。半导体元件2l在它的漏级端接收本地振荡信号，并从它的漏级输出中频信号。通过电阻器R2和R3提供正电压。在负电压供给线和正电压供给线上，提供用于阻止射频信号的微带线短线22和23。在射频信号线和本地振荡信号线上，提供用于调整混频器特性的微带线短线24和25。
为了在图4的有源混频器获得最佳的变频输出，调整栅极端短线22和24以及漏级端短线23和25的长度和厚度以及栅极负电压值。例如，漏级的正电压被设置为常数2V。有源混频器可以具有不同于二极管混频器的4-2dB的变频增益。
图5示出了应用为图2的本地振荡器的电介质振荡器。参考图5，振荡设备31是由HEMT或FET形成的频带来复振荡器。具有高Q因子(至少为3000，电介质常数至少为30)的电介质谐振器32被耦合到连接至振荡装置31的栅极用于耦合线的微带线33。偏压通过微带线34被提供给振荡装置31的漏级以阻止本地振荡器输出。在该线上，提供用于调整振荡特性的微带线短线35。
振荡设备31将其漏级连接到微带线36用于本地振荡器的输出，从该漏级提供本地振荡器的输出。振荡设备31通过微带线37将其源级连接到偏压电阻器R4，用于阻止本地振荡器的输出。
图5的电介质振荡器通过耦合电介质谐振器32到微带线33而传导振荡。可以通过耦合位置以及耦合到漏级的微带线短线35的长度和厚度而最优化振荡特性。
图6示出了本地振荡器另一个举例的电路图。这里，硅双极晶体管41被应用作为振荡器设备。该硅双极晶体管41的Ft(高频特性)现在已经扩展至30GHz频带，因此现在可以在10-15GHz实现振荡而不应用HEMT或FET。该本地振荡器有利的是，通过硅设备的功效可以实现优于HEMT或FET的相位噪声特性。
正如图6所示，晶体管41通过用于耦合线的微带线43将它的基极耦合到电介质谐振器42，并通过用于耦合线的微带线44将它的集电极耦合到电介质谐振器42。晶体管41的基级通过电阻器R5接收偏置电压，并提供有用于阻止本地振荡器输出的微带线46。晶体管41将它的集电极连接到用于耦合线的微带线45，以提供来自本地振荡器输出，并将它的集电极连接到微带线47，用于阻止本地振荡器输出，因此本地振荡器输出不会漏向基级。
图6的振荡器通过分别连接到晶体管41的基级和集电极的微带线43和44和电介质谐振器42的耦合来传导振荡。
图7示出了可被应用为图2中的混频器的二极管混频器的结构。图7的二极管混频器称为应用肖特基二极管51和52的单端混频器。变频损耗大约为6-8dB。
通过微带线53将本地振荡信号施加到肖特基二极管51的正极和肖特基二极管52的负极。肖特基二极管51的正极连接到对其施加高频(RF)信号的微带线54。肖特基二极管52的负极连接到输出中频信号的微带线55。该中频信号输出线提供有防止RF信号输出的短线56和57。
在该举例中，通过肖特基二极管51和52的功能将本地振荡信号与高频信号进行混频，以输出一个中频信号。
图8-12示出了电介质滤波器的举例。图8是电介质滤波器的透视图。图9是从上面观看的图8电介质滤波器的平面视图。图10是从前面观看的图8电介质滤波器的侧视图。图11是从侧面观看的图8电介质滤波器的侧视图。图12是从底部观看的图8电介质滤波器的平面视图。电介质滤波器是应用于图2的LPF13和HPF14的片状堆栈型滤波器。该滤波器的主要指标在下面说明。
低通滤波器LPF13标称阻抗50Ω；标称中心频率1200MHz；通带950-1450MHz；插入损耗最大值2.0dB；频带内偏差(波纹)最大值1.0dB；(25MHz波纹)最大值0.4dB；VSWR最大值2.0；保护频带衰减最小值27dB(1650-2150MHz)。
高通滤波器HPF14标称阻抗50Ω；标称中心频率1900MHz；通带1650-2150MHz；插入损耗最大值2.0dB；频带内偏差(波纹)最大值1.0dB；(25MHz波纹最大值0.4dB；VSWR最大值2.0；保护频带衰减最小值30dB(950-1450MHz)。
滤波器由以下材料形成，例如基于氧化钡-氧化钛的电介质陶瓷合成物用于主单元和银电极用于内部导体，以及银铂用于外部电极端。形状是4.5×3.2×2.2的方形片状堆栈层。所以，允许在基片上安装和通过回流焊接以实现小型滤波器。
图13示出了由片状电感器形成的Y型分布电路15A的举例。图3中示出的Y型分布电路15可能会使配置增加，这是由于需要有效波长1/4长的微带线。图13的Y型分布电路15A通过在端口61和62和端口63之间包括片状电感器64和65来代替微带线，而使整个配置小型化。
如另一个实施例，可以代替图2中的本地振荡器9和10而提供本地振荡器9A和9B。本地振荡器9A的振荡频率在10.750-10.799GHz之间，而本地振荡器10A的振荡频率在13.850-13.801GHz之间。
尽管保护频带从200MHz变为窄频带151MHz，在该频带中将不包含寄生信号。所以，在该频带中将不会产生寄生谐波分量。
尽管本实施例中输入了两个极化信号，但是替代地可以输入三个或更多的极化信号。这种情况下，提供对应于输入极化信号数量的多个本地振荡器，多个混频电路，以及多个信号滤波器。将会产生对应于输入极化信号数量的多个中频信号。将确定多个本地振荡器的振荡频率，以便多个本地振荡器中的任意两个本地振荡器之间的频率差及其频率差的n(n是自然数)次谐波分量频率不会在极化信号的频带内以及在多个中频信号的每一个频带内出现。
尽管没有特别示出，LNB可以进一步包括对应于多个本地振荡器而提供的多个PLL电路，以控制相应的本地振荡器的振荡频率，以及还包括一个设置每一个PLL电路的振荡频率的控制电路。可以通过控制电路计算多个本地振荡器的振荡频率。在每一个PLL电路可以设置计算的振荡频率。
具体地，控制电路获得接收极化信号的频带和多个输出中频信号的频带，并通过计算确定每一个本地振荡器的振荡频率，以便多个本地振荡器中的任意两个本地振荡器之间的频率差及其频率差的n(n是自然数)次谐波分量频率不会在极化信号的频带内以及在多个中频信号的每一个频带内出现。可以在每一个PLL电路设置确定的振荡频率。
因此，可以根据接收的极化信号和多个输出中频信号的频带，适当地设置多个本地振荡器的振荡频率。
尽管已经详细地描述和例举了本发明，但是应该清楚地理解到，仅仅通过示例和举例方式是相同的，其不能作为限定的方式，而是仅仅通过附加权利要求的形式来限定本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种低噪声变频器，用于接收第一频带内的第一和第二极化信号，将所述接收的第一和第二极化信号分别变频为第一和第二中频信号，并输出所述的第一和第二中频信号，该低噪声变频器包括第一和第二本地振荡电路，分别提供具有第一频率的第一本地振荡信号和具有第二频率的第二本地振荡信号；第一和第二混频器电路，分别将所述第一和第二极化信号与所述第一和第二本地振荡信号混频，并分别输出混频后的信号作为第三和第四中频信号；和第一和第二信号滤波器，使所述第三和第四中频信号分别通过第二频带和第三频带，所述第三频带高于所述第二频带，并分别提供滤波后的信号作为第一和第二中频信号，其中，所述第一和第二本地振荡电路确定所述第一和第二频率，以使所述第一和第二频率之间的第一频率差的n(n为自然数)倍的频率不出现在所述第一至第三频带内。
2.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第三频带内的最低频率和所述第二频带内的最高频率之间的第二频率差至少是预定频率。
3.根据权利要求2的低噪声变频器，其中，所述预定频率为200MHz。
4.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内，所述第一和第二频率分别为10.75GHz和13.85GHz，和所述第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz范围内和1650MHz-2150MHz范围内。
5.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内，所述第一和第二频率分别出现在10.750GHz-10.799GHz的频带内和13.850GHz-13.801GHz的频带内，所述第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz范围内和1650MHz-2150MHz范围内。
6.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一和第二混频器电路中的每一个包括具有有源设备的有源混频器。
7.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一和第二混频器电路中的每一个包括一个二极管混频器。
8.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一和第二本地振荡电路中的每一个包括电介质振荡器。
9.根据权利要求8的低噪声变频器，其中，所述电介质振荡器的振荡设备包括硅双极晶体管。
10.根据权利要求1的低噪声变频器，其中，所述第一和第二信号滤波器中的每一个包括一个电介质滤波器。
11.根据权利要求1的低噪声变频器，进一步包括一个组合电路，用于分别接收来自所述第一和第二信号滤波器的所述第一和第二中频信号，并将接收的第一和第二中频信号组合，以输出第五中频信号。
12.根据权利要求11的低噪声变频器，其中，所述组合电路包括Y型分布电路，其中，所述Y型分布电路由带有耦合的微带线的分布常数电路形成，所述微带线中的每个具有1/4有效波长的长度。
13.根据权利要求11的低噪声变频器，其中，所述组合电路包括Y型分布电路，其中，所述Y型分布电路用具有合适常数的片状电感器形成。
14.根据权利要求11的低噪声变频器，进一步包括第一和第二输入端，分别接收所述第一和第二极化信号；第一和第二低噪声放大器，分别放大在所述第一和第二输入端所接收的所述第一和第二极化信号；第一和第二带通滤波器，分别将由所述第一和第二低噪声放大器所放大的所述第一和第二极化信号通过预定的频带，并将经滤波后的第一和第二极化信号分别提供给所述第一和第二混频电路；和中频放大电路，放大从所述组合电路输出的所述第五中频信号。
15.一种接收机装置，包括用于接收第一频带内的第一和第二极化信号，将所述接收的第一和第二极化信号分别变频为第一和第二中频信号，并输出所述的第一和第二中频信号的低噪声变频器，其中，所述低噪声变频器包括第一和第二本地振荡电路，分别提供具有第一频率的第一本地振荡信号和具有第二频率的第二本地振荡信号；第一和第二混频器电路，分别将所述第一和第二极化信号与所述第一和第二本地振荡信号混频，并分别输出混频后的信号作为第三和第四中频信号；和第一和第二信号滤波器，使所述第三和第四中频信号分别通过第二频带和第三频带，所述第三频带高于所述第二频带，并提供滤波后的信号分别作为第一和第二中频信号，其中，所述第一和第二本地振荡电路确定所述第一和第二频率，以使所述第一和第二频率之间的第一频率差的n(n为自然数)倍的频率不出现在所述第一至第三频带内。
16.根据权利要求15的接收机装置，其中，所述第三频带内的最低频率和所述第二频带内的最高频率之间的第二频率差至少是预定频率。
17.根据权利要求16的接收机装置，其中，所述预定频率为200MHz。
18.根据权利要求15的接收机装置，其中，所述第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内，所述第一和第二频率分别为10.75GHz和13.85GHz，和所述第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz范围内和1650MHz-2150MHz范围内。
19.根据权利要求15的接收机装置，其中，所述第一频带位于11.7GHz-12.2GHz的范围内，所述第一和第二频率分别出现在10.750GHz-10.799GHz的频带内和13.850GHz-13.801GHz的频带内，和所述第二和第三频带分别位于950MHz-1450MHz范围内和1650MHz-2150MHz范围内。
20.根据权利要求15的接收机装置，其中所述低噪声变频器进一步包括一个组合电路，用于分别接收来自所述第一和第二信号滤波器的所述第一和第二中频信号，并将接收的第一和第二中频信号组合，以输出第五中频信号。
全文摘要
在11.7GHz－12.2GHz选择一个接收频带，本地振荡器(9，10)的本地振荡频率分别被确定为10.75GHz和13.85GHz，在950MHz－1450MHz和1650MHz－2150MHz分别选择每一个中频频带，因而使每一个本地振荡器(9，10)输出的本地振荡信号之间的频率差的谐波分量不出现在从每一个混频器(11，12)输出的每一个中频信号的频带内和提供给输入端(1，2)的极化信号接收频带内。
文档编号H04N5/44GK1452407SQ0311036
公开日2003年10月29日 申请日期2003年4月10日 优先权日2002年4月15日
发明者中村真喜男 申请人:夏普公司