专利名称：训练前缀调制方法与接收器的制作方法
技术领域：
一般地，本发明涉及通信系统领域。更具体地，本发明涉及实现面向频域的调制方法(“FDMM”)(例如，正交频分复用(“OFDM”)、扩展OFDM(“SOFDM”)或多载波码分多址(“MC-CDMA”)、具有循环前缀的单载波(“CP-SC”)、循环前缀码分多址(“CP-CDMA”)、以及交织频分多址(“IFDMA”))的通信系统 。
背景技术：
具有循环前缀的单载波(“CP-SC”)插入是本领域已知的用于便利频域均衡化的信号格式。这是因为循环前缀插入导致CP-SC信号与多径信道卷积，从而在接收端表现为循环(也可以说是恢复频域仓(frequency domain bin)(或信号的频域表示的子载波)之间的正交性)。该信道的循环表现(也称作循环信道)使得能够使用单载波信号的低复杂性的频域均衡化。然而，传统CP-SC的缺点是接收端在检测之前丢弃接收的循环前缀，导致浪费关于循环前缀的能量。
训练前缀单载波是一种恢复关于循环前缀的丢失能量的方法。训练前缀单载波以已知码元块(称为训练前缀，即，在每一数据码元块之前与之后发送训练前缀，其中之后发送的训练前缀实际上是用于后继数据块的前缀)替换传统的循环前缀。而且，训练前缀对于每一数据码元块均相同。这些训练码元可用于估计信道或改善信道的实时跟踪。然而，由于需要采用包含训练前缀的更大的快速傅里叶变换(“FFT”)，现有技术的用于恢复数据码元的方法可能是缺乏效率的。最后，当数据码元块之前的训练前缀与数据码元块之后的训练前缀不同时，现有技术的方法将不能工作。
因此，希望获得训练前缀单载波信号的优点，同时维持传统CP-SC的循环信道属性。开发可用于多载波系统(例如OFDM)的技术也是有益的。
发明内容
本发明的一种形式是一种用于重构包括具有第一块间干扰的数据块和具有第二块间干扰的训练块的信号的方法。重构数据块，以排除第一块间干扰，并包括第二块间干扰。
本发明的第二形式是另一用于重构包括具有第一块间干扰的数据块和具有第二块间干扰的训练块的信号的方法。在接收端，以空块替换训练块，且构造空块，以包括第二块间干扰。另外，可重构数据块，以排除第一块间干扰。
本发明的第三形式是一种用于处理通过信道传播的信号的方法。信号包括数据块与训练块，其中数据块包括信息与第一块间干扰，而训练块包括第二块间干扰。在接收信号时，选择性地执行一次或多次数据块重构，以排除第一块间干扰，并包括第二块间干扰。第三，其后可进一步处理重构的数据块，以恢复数据块中的信息。
本发明的第四形式是一种用于创建具有训练扩展的多载波信号块的方法，该扩展可在信道上传输，并由接收端使用，其遵照本发明的其它形式之一。
根据下面对目前优选的实施例的详细描述连同所附绘图，本发明的前述形式以及其它形式、特性与优点将变得更加显而易见。详细描述与绘图仅仅是对本发明的阐释而非限制，本发明的范围由所附权利要求书及其等价物限制。
图1阐释本领域已知的具有循环前缀的单载波发送信号的时序图；图2阐释具有训练块的FDMM信号的发送与接收的时序图，其遵照本发明；图3阐释图2的接收信号的重构的第一实施例的时序图，其遵照本发明；图4阐释图2的接收信号的重构的第二实施例的时序图，其遵照本发明；图5阐释接收器的一个实施例的框图，其遵照本发明；图6阐释信号检测与解码方法的一个实施例的流程图表示，其遵照本发明；图7阐释信号检测方法的第一实施例的流程图表示，其遵照本发明；图8阐释信号重构方法的一个实施例的流程图表示，其遵照本发明；图9阐释信号重构方法的第二实施例的流程图表示，其遵照本发明；和图10阐释信号重调制方法的一个实施例的流程图表示，其遵照本发明。
具体实施例方式
本发明涉及实现面向频域的调制方法(“FDMM”)(例如，正交频分复用(“OFDM”)、扩展OFDM(“SOFDM”)或多载波码分多址(“MC-CDMA”)或码分复用OFDM(CDOFDM)、具有循环前缀的单载波(“CP-SC”)、循环前缀码分多址(“CP-CDMA”)、以及交织频分多址(“IFDMA”))的通信系统。
图1阐释本领域已知的循环前缀单载波发送信号10。信号10包括波特11a，其包括循环前缀12a与数据块13a，其中循环前缀12a是数据块13a的最近v个采样的重复(循环前缀长度为v)。循环前缀可可称为循环扩展，而数据块13a与13b之间的采样也可称为保护期。波特11a后面是波特11b，其包括循环前缀12b与数据块13b。波特11b后面是额外的波特(未显示)，其也包括循环前缀与数据块。循环前缀12a与循环前缀12b，以及信号10的其它循环前缀，具有v个采样的长度。数据块13a与数据块13b，以及信号10的其它数据块，包括N个数据采样。
信号10在多径信道中的多个优点是消除信号内的波特间干扰，以及用于发送信号10的数据块的信道的循环表现(即，信道与发送信号10的卷积在接收端表现为发送信号10的数据块的循环卷积，从而维持不同的仓(bin)(或频域中的子载波)之间的正交性)。这使得接收端中的有效率的频域处理成为可能。信号10的缺点是信号10的接收端通常忽略对应于循环前缀12a、循环前缀12b以及信号10的其它循环前缀的信道输出。这导致浪费关于循环前缀12a、循环前缀12b以及信号10的其它循环前缀的能量。
另外，在现有技术中，单载波TDM/TDMA传输格式已经以已知序列取代循环前缀12a与循环前缀12b。如果该格式的接收器使用大小为N+v的离散傅里叶变换，包括，比如说，数据块13a与后继前缀12b，则N+v个采样的整个块表现为具有传统的循环前缀12a，如果循环前缀12a中使用的序列与循环前缀12b中使用的序列相同的话(所有后继波特间隔依此类推)。本发明允许对于不同的数据块使用不同的已知序列(训练块)，它使得在一些实施例中离散傅里叶变换的大小保持为N(而非N+v)，且它提供了可用于多载波信号(例如OFDM)以及其它FDMM的方法。
图2阐释具有训练块信号20a的FDMM。信号20a包括波特21a，其包括形式为训练前缀22a的训练块以及数据块23a，其中训练前缀22a是任何已知的长度为v个采样的信号模式。波特21a后面是波特21b，其包括形式为训练前缀22b的训练块以及数据块23b。波特21b后面是波特21c，其包括形式为训练前缀22c的训练块以及数据块23c。波特21后面可以是额外的波特(未显示)。在本发明中，训练前缀22a、22b、与22c可以彼此不同，且允许用于其它形式的调制(例如，OFDM)的训练前缀。训练前缀22a、训练前缀22b与训练前缀22c，以及信号20a的其它训练前缀优选地均具有同样的v个采样的长度，但不要求必须具有同样的长度。数据块23a、数据块23b、与数据块23c，以及信号20a的其它数据块，优选地均具有同样的N个采样的长度，但不要求必须具有同样的长度。
在本发明的一个实施例中，生成并遵照图2的波特格式格式化多载波信号。该实施例创建具有训练扩展的多载波信号块，该信号块可在信道上传输并由接收器使用，其遵照本发明的如图5-10中所示的其它接收器相关或重构相关的实施例之一。对于多载波实施例，通过以已知训练块扩展多载波信号块，生成具有训练扩展的多载波信号块，其中扩展的位置是A)前缀，B)后缀，C)前缀与后缀的组合。图2的波特格式，当用于描述多载波波特时，阐释训练扩展为前缀的情形。另外，可以用图2中的数据块来表示多载波信号块。对于OFDM多载波信号，图2的数据块优选地为时域信号，其表示频域码元块。典型地，通过对频域码元块进行反离散或快速傅里叶变换，生成表示频域码元块的时域信号，如OFDM领域已知的那样。
信号20a的优点是可减小信道估计与跟踪所需的导频码元开销，并且可改善码元20a的接收器中的信道估计。信号20a的缺点是在多径信道中的信号20a的数据块中不再有信道的循环表现。特别地，信号20b是信号20a的这样一个版本，其位于与接收器通信的多径信道的输出，并受到由块间干扰(IBI)(例如训练IBI 24a、数据IBI 25a、训练IBI 24b、数据IBI 25b与训练IBI 24c)导致的干扰。接收的数据块23a’是信道滤波传输的训练前缀22a和传输的数据块23a的结果。当信道滤波训练前缀22a时，该前缀的一部分在数据块23a’期间被接收，该部分称为训练IBI 24a。接收的训练前缀块22b’是信道滤波传输的数据块23a和训练前缀22b的结果。当信道滤波数据块23a时，该块的一部分在训练前缀块22b’期间被接收，该部分称为数据IBI 25a。接收的数据块23b’是信道滤波传输的训练前缀22b和传输的数据块23b的结果。当信道滤波训练前缀22b时，该前缀的一部分在数据块23b’期间被接收，该部分称为训练IBI 24b。接收的训练前缀块22c’是信道滤波传输的数据块23b和训练前缀22c的结果。当信道滤波数据块23b时，该块的一部分在训练前缀块22c’期间被接收，该部分称为数据IBI25b。接收的数据块23c’是信道滤波传输的训练前缀22c和传输的数据块23c的结果。当信道滤波训练前缀22c时，该前缀的一部分在数据块23c’期间被接收，该部分称为训练IBI 24c。对于忽略对应于接收端的循环前缀的信道输出的用于CP-SC系统的传统的接收器处理算法，数据块之内的信道的循环表现的丢失导致子载波正交性的丢失和接收器的性能中相应的退化。
在本发明的描述中，术语“数据块”不打算暗示将数据块(例如图2中的23a)的内容限制为特定类型的信息。例如，数据块可包括一或多个类型的信息，例如用户数据、导频码元、控制信息、信令、链路维护信息、广播信息、等等，且这些信息可以是编码的或未编码的。
图3阐释将信号20b(图2)重构为信号20d的第一实施例，其遵照本发明。首先，将信号20b重构为信号20c，其从数据块23a’中排除训练IBI 24a，从数据块23b’中排除训练IBI 24b，并从数据块23c’中排除训练IBI 24c。其次，将信号20c重构为信号20d，其在数据块23a中包括数据IBI 25a，在数据块23b中包括数据IBI 25b，并在数据块23c中包括数据IBI 25c。结果是每一重构数据块23a、23b、与23c现在表现为已在循环信道上传播。注意，所述步骤以优选顺序给出，但线性与叠加原则可允许将步骤的顺序从本实施例或其它实施例中的所述顺序改变为其它顺序。例如，可将重构数据IBI作为第一步骤，而将去除训练IBI作为第二步骤。可反复进行如图3所示的重构，以进一步提炼在信号20d的一个或多个数据块23a-23c上的信道的循环表现，如后面将描述的那样。出于阐释的目的，描述的实施例包括三个相继的数据块，每一数据块具有训练前缀，且信号重构被描述为用于所有三个数据块。然而，注意，本发明不限于重构数据块的整个组，如已描述的那样。例如，一种重构的顺序实现可在每一数据块上独立地操作。在另一示例中，可将不同的数据块送往不同的用户，在此情形中，可能不必重构送往某不同用户的数据块。
图4阐释将信号20b(图2)重构为信号20f的第二实施例，其遵照本发明。首先，将信号20b重构为信号20e，其中将训练前缀22a、训练前缀22b、与训练前缀22c分别替换为空前缀26a、空前缀26b、与空前缀26c(空前缀，也称为空块，是v个零的块)。另外，在变换中，从数据块23a’中排除训练IBI 24a，从数据块23b’中排除训练IBI24b，并从数据块23c’中排除训练IBI 24c。其次，将信号20e重构为信号20f，其在空前缀26b中包括数据IBI 25a，在空前缀26c中包括数据IBI 25b。结果是每一组合块23a与26b’、以及23b与26c’现在表现为已在循环信道上传播。可反复进行如图4所示的重构，以进一步提炼信道的循环表现，如后面将描述的那样。出于阐释的目的，描述的实施例包括三个相继的数据块，每一数据块具有训练前缀，且信号重构被描述为用于所有三个数据块。然而，注意，本发明不限于重构数据块的整个组，如已描述的那样。例如，一种重构的顺序实现可在每一数据块上独立地操作。在另一示例中，可将不同的数据块送往不同的用户，在此情形中，可能不必重构送往某不同用户的数据块。
根据前面描述的信道20b分别到信号20d以及到信号20f的重构，本领域普通技术人员将意识到遵照本发明的对具有训练块的信号的重构，该训练块具有训练前缀或训练后缀或训练前缀与训练后缀的组合的形式。
图5阐释接收器30的一个实施例，其遵照本发明。接收器30包括天线31、信号缓冲器32、信号解调与检测(“SDD”)模块33、信道解码器34、开关35a、信号重调制器36、信道估计器37、信号重合成器38、与开关35b。这里将在处理通过与天线31通信的信道传播的信号20b的环境中，提供接收器30的操作描述。根据接收器30的操作描述，本领域普通技术人员将意识到遵照本发明的由接收器30对具有训练块的信号的处理，该训练块具有训练前缀或训练后缀或训练前缀与训练后缀的组合的形式。
信号缓冲器32是任何类型的的内存，其用于在天线31接收信号20b(图1)时，接收并存储该信号或其的一部分。在信号缓冲器之前，接收的信号20b可由RF前端处理，并从RF下变频到基带和/或抽样。作为对信号缓冲器32接收并存储信号20b的响应，接收器30执行信号解码方法，其遵照本发明。图6阐释流程图40，作为信号解码方法的表示。接收器30可遵照流程图40，在每一数据块或多个数据块或其组合的基础上，处理接收的数据。可对后继数据块重复流程图40。下面的描述示范了对于诸如23a(图2)等数据块的检测与解码过程。
图6阐释流程图40。在流程图40的阶段S42期间，信道估计器模块37计算或获取先前确定的信道冲激响应(“CPR”)估计pl，信号20a(图2)的数据块23a即通过其传播，产生信号20b(图2)的接收的数据块23a’。在一个实施例中，信号20a的训练前缀(tk，k＝0…v-1)具有v个采样的长度。时间可在波特21a之内索引为-v到N-1，其中N为信号20a的数据块(dk，k＝0…N-1)中的采样数。可遵照下面的方程[1]来调制波特21a的采样x1与信号20a的训练前缀22bx-l＝tv-l l＝l…vxl＝dll＝0…(N-l)[1]xN-l+l＝tl-ll＝l…v该方程用于训练前缀22a与22b相同的情形，但可重新表示该方程，以用于训练前缀不同的情形。(CPR)pl是发送滤波器、信道与接收器滤波器的联合响应，假定其长度为M+1，其中优选地选择训练前缀的长度v，使得M≤v。图2的波特21a与训练前缀22b的基带接收采样yl在通过多径信道传播并遭到加性噪声和/或干扰nl破坏后，可遵照下面的方程[2]来调制yl=Σm=0Mxl-m·pm+nl,l=-v...(N+v-1)---[2]]]>在流程图40的阶段S44期间，SDD模块33基于发送信号的特性与可用接收器处理能力，确定是否执行数据块23a’的信号重构。如果SDD模块33确定不必执行数据块23a’的信号重构，SDD模块33进行到流程图40的阶段S46，以执行本发明的信息检测方法的第一实施例的流程图70表示。如果SDD模块33确定需要执行数据块23a’的信号重构，SDD模块33进行到流程图40的阶段S48，以执行本发明的信号重构方法的一个实施例的流程图90表示。
用于批准(warrant)信号20b的信号重构的发送信号的特性与可用接收器处理能力的操作门限依赖于接收器30的操作规范，因此没有在流程图40的描述中给定。然而，本领域普通技术人员将意识到，这些操作门限与遵照本发明制造的接收器存在适当关联。另外，注意，可在设计接收器时，考虑各种因素，例如可用处理能力与重构将提供的性能改善(可使用接收器性能的计算机模拟来估计)，来决定是否进行信号重构。
图7阐释用于检测数据块23a’之内的信道码元(例如，硬码元、硬比特、软码元和/或软比特)的流程图70。在流程图70的阶段S72期间，SDD模块33传统地将包含数据块23a’与训练前缀22b’的信号20b的一部分变换到频域，优选地使用大小＝N+v的快速傅里叶变换(“FFT”)。在流程图70的阶段S74期间，SDD模块33传统地均衡化频域之内的信号。在流程图70的阶段S76期间，SDD模块33传统地将均衡化的信号20b从频域变换到时域，优选地使用大小＝N+v的反FFT(“IFFT”)。在流程图70的其它可供选择的实施例中，可以用表示线性横截(transversal)时域均衡化、或另一适宜形式的均衡化的阶段来替换阶段S72-S76。
在流程图70的阶段S78期间，SDD模块33传统地从均衡化信号中去除训练前缀(即，保护期)。在流程图70的阶段S80期间，SDD模块33传统地将没有训练前缀的均衡化信号变换到频域，优选地使用大小＝N的FFT。在一个实施例中，仅对OFDM及其任何变形(例如MC-CDMA/SOFDM)执行阶段80，而对单载波信号忽略该步骤。在流程图70的阶段S82期间，SDD模块33传统地检测信道码元(例如，通过输出软或未切分码元、硬或切分码元、软比特、硬比特中的一个或多个)。在阶段S82完成后，如果结果为检测到数据块23a’之内的信道码元，终止流程图70。再次参照图6，在步骤S46完成后，接收器30进行到流程图40的阶段S54，以确定是否通过使用迭代来改善接收器30的性能。
图8阐释流程图90。在流程图90的阶段S92期间，SDD模块33生成或接收训练IBI 24a的估计。在一个实施例中，SDD模块33将训练IBI 24a的估计生成为训练前缀采样22a的加权和，其中权重正比于信道冲激响应的估计 (其中 是CPR的当前(或先前)迭代估计)，其遵照下面的方程[3]tlibi=Σm=0Mtl+v-m·p^la,l=0...(M-1)---[3]]]>在完成阶段S92后，SDD模块33进行到流程图90的阶段S94，以从数据块23a’中减去训练IBI 24a的估计，以得到信号20c的数据块23a”(图3)，出于阐释的目的其被描绘为跨越多个波特，其遵照下面的方程[4]zl=yl-tlibi,l=0...(m-1)---[4]]]>
在完成阶段S94后，SDD模块33进行到流程图90的阶段S96，以生成数据IBI 25a的估计。在一个实施例中，SDD模块33基于接收的信号采样、训练前缀采样、CPR的估计 以及重调制信号 生成数据IBI 25a的估计，其遵照下面的方程[5]dlibi=(1-α)·(yN+l-Σm=0Mtl-m·p^mb)+αΣm=0Mx^l+N-m·p^mc,l=0...(M-1)[5]]]>在此方程中，重调制信号 (如后面将详述的那样)是在数据块23a之内发送的数据的估计。CPR的估计， 可以是当前迭代CPR估计，或先前迭代CPR估计中的任一个。重调制信号上的反馈增益因子α(0＜α≤1)确定当前迭代中更新的数据部分IBI相对于第一迭代估计、先前迭代估计、或其组合的百分比。在一个实施例中，反馈增益α在第一次迭代时设为0。结果，当向数据块添加数据IBI估计时，总噪声能量增加。为反抗增加的噪声能量，可使用迭代的、决策辅助的IBI估计方法。在初始的迭代期间，可使用α的小值，从而引入较小的由不正确的码元/比特决策导致的误差，同时改善接收器性能，这是因为减小了估计器噪声。在其后的迭代中，当解码/检测码元/比特决策的置信度改善时，(优选地)可增加α的值，使得其更接近于1，进一步减小估计器噪声和改善接收器性能。在另一可供选择的实施例中，可进行基于传统方法的初始信号检测，以在第一次迭代之前估计重调制信号 从而允许为第一次迭代设置α＞0。当信道冲激响应比循环前缀长度小很多时，可预期该另一可供选择的实施例是有用的。
在完成阶段S96后，SDD模块33进行到流程图90的阶段S98，确定是否执行空前缀重构。当SDD模块33确定不必执行空前缀重构时，SDD模块33进行到流程图90的阶段S100，以向数据块23a”增加数据IBI 25a的估计，从而得到信号20d(图3)的数据块23a”，出于阐释的目的其被描绘为跨越多个波特，其遵照下面的方程[6]
ylcir=zl+dlibil=0...(M-1)yll=M...(N-1)---[6]]]>在完成阶段S100后，信号20d的数据块23a”的N个采样表现为已通过循环信道接收。当SDD模块33确定需要执行空前缀重构时，SDD模块33进行到流程图90的阶段S102，以便以空前缀26b替换训练前缀22b，从而得到信号20e(图4)的对应部分。其后，SDD模块33进行到流程图90的阶段S104，以向空前缀26b添加数据IBI 25a的估计，从而得到信号20f(图4)的对应部分。在完成阶段S102与S104后，与信号20f信道的联合的数据块23a与前缀块26b’相对应的N+v个采样表现为已在循环信道上接收，并遵照下面的方程[7]ylnull=zll=0...(M-1)yll=M...(N-1)dl-Nibil=N...(N+M-1)0l=(N+M)...(N+v-1)---[7]]]>在本发明的另一实施例中，通过减去训练前缀块22b’的估计来获得空前缀26b’与数据IBI 25a。
再次参照图6，在完成阶段S48后，接收器30进行到阶段S50，以确定在阶段S48期间是否执行了空前缀重构。当在阶段S48期间执行了空前缀重构时，接收器30进行到阶段S46，以检测信号20f(图4)的数据块23a之内的信息，其方式与参照图7描述的检测信号20b的数据块23a’之内的信息相类似。其后，接收器30进行到阶段S54，以确定是否通过使用迭代来改善接收器30的性能。
当在阶段S48期间未执行空前缀重构时，接收器30进行到流程图40的阶段S52，以执行表示本发明的信息检测方法的第二实施例的流程图110。图9阐释用于检测信号20d的数据块23a之内的信道码元(例如，硬码元、硬比特、软码元和/或软比特)的流程图110。在流程图110的阶段S112期间，SDD模块33去除信号20e的训练前缀22a(即，保护期)。在流程图110的阶段S114期间，SDD模块33传统地将信号20d的数据块23a变换到频域，优选地使用大小＝N的FFT。在流程图110的阶段S116期间，SDD模块33传统地均衡化频域之内的信号。对于OFDM信号，均衡化可以是每一子载波上的传统的复信道增益补偿。在流程图110的阶段S118期间，SDD模块33传统地将均衡化的信号从频域变换到时域，优选地使用大小＝N的IFFT。对于OFDM及其任何变形，省略阶段S118。在流程图110的阶段S120期间，SDD模块33传统地检测信道码元。在阶段S120完成后，如果结果为检测到信号20的数据块23a之内的信道码元，终止流程图110。阶段S114-S118表示信号的线性频域均衡化。如果发送信号是单载波信号，在另一可供选择的实施例中，可以用表示线性横截时域均衡化、决策反馈均衡化、最大似然序列估计器、或其它已知形式的均衡化的阶段来替换阶段S114-S118。
再次参照图6，在步骤S52完成后，接收器30进行到阶段S54，以确定是否通过使用迭代来改善接收器30的性能。
当不选择迭代时，接收器30进行到流程图40的阶段S56。在流程图110的阶段S56期间，信道解码器34解码检测的信道码元。注意，信道解码器34可包括额外的传统特征，例如解交织和缓冲作为码字的一部分的信息，且码字可跨越超过一个数据块。接收器30其后终止流程图40。
当选择迭代时，接收器30进行到流程图40的阶段S58，以确定是否在迭代中使用解码的信道码元。对于使用解码的信道码元的情形，接收器30进行到流程图40的阶段S60，以解码选择的信道码元。另外，将开关35a设置到在信道解码器34与信号重调制器36之间建立通信的位置。注意，信道解码器34可包括额外的传统方面，例如解交织和缓冲作为码字的一部分的信息，且码字可跨越超过一个数据块。另外，将开关35b设置到在信号重合成器38与SDD模块33之间建立通信的位置。其后，接收器30可进行到流程图40的阶段S62，以执行遵照本发明的信号重调制方法的一个实施例的流程图130表示。
作为可供选择的另一种替代方案，当选择不使用解码的信道码元时，将开关35a设置到在SDD模块与信号重调制器36之间建立通信的位置。另外，将开关35b设置到在信号重合成器38与SDD模块33之间建立通信的位置。其后，接收器30可进行到流程图40的阶段S62，以执行遵照本发明的信号重调制方法的一个实施例的流程图130表示。
图10阐释流程图130。在流程图130的阶段S132期间，信号重调制器36重调制检测/解码的信道码元(硬码元、硬比特、软码元和/或软比特或其组合)。该重调制涉及首先重编码信息，如果信号重调制器36正从信道解码器34接收信息的话。在一个实施例中，信号重调制器36的输出处的采样是发送的数据块23a的估计。另外，在重调制阶段36中，优选实施例使用空前缀来替代训练前缀(注意，可在重调制阶段36中使用空前缀，甚至在发送的信号可能包括训练前缀的情形下也是如此)，这是因为这导致同等性能下更低的计算复杂度。与波特21a与前缀22b相对应的重调制信号的采样遵照下面的方程[8]x^-l=0,l=1...v]]>x^l=d^l,l=0...(N-1)---[8]]]>x^N-1+l=0,l=1...v]]>信号重调制器可以仅重调制后继处理所需要的信号部分。
在阶段S132完成后，接收器30进行到流程图130的阶段S134，以确定信道估计器37是否需要在流程图130的阶段S136期间更新信道估计，或使用先前迭代信道估计。如果要使用先前迭代信道估计，则流程进行到阶段S138。如果要更新信道估计，则流程进行到阶段S136，其中更新信道估计。其后，在阶段S138，分别遵照方程5与3来估计数据块间干扰与训练块间干扰。
在阶段S138完成后，终止流程图130。在阶段S58完成后，选择性地执行阶段S44-S54，如这里先前结合图5-9描述的那样。这些阶段S44-S54的后继迭代便利了信道的循环表现，其遵照下面的方程[10]或[11]之一ylcir=zl+dlibil=0...(M-1)yll=M...(N-1)---[10]]]>ylnull=zll=0...(M-1)yll=M...(N-1)dl-Nibil=N...(N+M-1)0l=(N+M)...(N+v-1)---[11]]]>对于本发明，用于训练前缀的波形的选择可以是任何信号，例如码元持续时间缩减的OFDM训练码元(短OFDM码元)或单载波训练序列。具有接近平的幅度谱和低峰值与均值功率比率的信号是所希望的，这是因为它使得信号估计误差为频率无关的，并且可允许以比数据块更高的功率水平发送训练前缀，同时维持同样的功率放大器补偿要求。本发明也使得不同数据块的训练前缀波形也不同，OFDM类型信号的情形除外，其中未使用信号重构(即，在图6的S44中选择“否”)。对于后一情形，优选地，相邻数据块的训练前缀相同，使得均衡器性能将得到改善。由于本发明可允许对不同的数据块使用不同的训练前缀，它可施行于CDMA系统，其中训练前缀是导频块乘以长码或扰码或PN序列。在此情形中，长码/扰码/PN序列导致发送的训练前缀不同，甚至在它们在施加长码/扰码/PN序列之前相同的情况下也是如此。当数据时隙之前和/或之后为空闲时隙时，也可使用提议的方法。在此情形中，合适地，将空闲时隙作为包含0的训练前缀/后缀(空前缀或后缀)对待。
尽管在时域中描述流程图40中的流程，也可在频域中进行信号重构，这是因为FFT操作(或等价的频域变换)是线性变换。换言之，可通过FFT处理将数据块23a’(图2)引入频域，其后可从数据块23a’的频域表示中减去训练IBI 24a的频域等价物，最后可向结果加上数据IBI 25a的频域等价物。
所述的接收器30(图5)的每一组件可以用硬件(模拟或数字)、软件、或硬件与软件的任何组合来实现。本领域普通技术人员将意识到接收器30的组件的顺序操作(例如，在软件实现中)，以及接收器30的每一组件的并行操作(例如，在硬件实现中)。
尽管这里在流程图40的完整实现的环境中描述接收器30，以便利对本发明的全面理解，在实践中，许多接收器将遵照本发明设计，以采用流程图40中的特定路径。特别地，可考虑各种因素，包括，但不限于，处理能力、电池消耗(battery drain)、期望信道状况、以及发送信号的特性(例如，OFDM、单载波)，在这些接收器的设计阶段期间预先确定阶段S44、S50、S54、和/或S58的是/否决策。类似地，当在这些接收器中施行流程图90和/或流程图130时，可在这些接收器的设计阶段期间预先确定阶段S98和/或S134的是/否决策。另外，在实践中，通过流程图40的各个阶段的预先确定的路径可遵循图示的阶段序列，如这里所描述的那样，或者遵循可供选择的另一阶段序列，其可包括一些阶段的并行执行。对于流程图98的各个阶段与流程图134的各个阶段，这一点也成立。因此，权利要求书的范围意欲包括本发明的可行的实现，如前文中所解释的那样。
可以以其它特定形式实施本发明，而不偏离其实质或本质特征。例如，线性与叠加的数学原理可使得重新排序所述实施例的特定步骤，或者可使得额外的特定实施例具有基本相同的功能，且这样的变形落入本发明的范围之内。无论如何，仅应将所述实施例视为描述性的而非限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求书而非由前面的描述来确定。所有权利要求书的涵义与等价范围之内的变化均包含在权利要求的范围之内。
权利要求
1.一种用于重构信号的方法，所述信号包括具有第一块间干扰的数据块和具有第二块间干扰的训练块，所述方法包括重构所述数据块，以排除所述第一块间干扰；和重构所述数据块，以包括所述第二块间干扰。
2.如权利要求1所述的方法，其进一步包括；将所述重构的数据块变换为频域数据块；和基于至少所述频域数据块，检测码元。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述重构提供重构的数据块，其具有与信道冲激响应循环卷积的特征；和进一步包括基于所述循环卷积属性以及对所述信道冲激响应的估计，处理所述重构的数据块，以便利数据检测。
4.如权利要求1所述的方法，其中，在频域中表示对所述信道冲激响应的估计。
5.一种接收器，其包括缓冲器，其可操作以存储信号，所述信号包括具有第一块间干扰的数据块和具有第二块间干扰的训练块；和一或多个模块，其可操作以重构所述数据块，以排除所述第一块间干扰，并包括所述第二块间干扰。
6.一种接收器，其包括缓冲器，其可操作以存储信号，所述信号包括具有第一块间干扰的数据块和具有第二块间干扰的训练块；和一或多个模块，其可操作以用空块替换所述训练块，并构造所述空块，以包括所述第二块间干扰。
7.如权利要求6所述的接收器，其中，所述一或多个模块进一步可操作以生成所述第二块间干扰的估计，并向所述空块添加所述第二块间干扰的估计，从而构造所述空块，以包括所述第二块间干扰。
8.如权利要求6所述的接收器，其中，所述一或多个模块进一步可操作以重构所述数据块，以排除所述第一块间干扰。
9.如权利要求8所述的接收器，其中，所述一或多个模块进一步可操作以生成所述第一块间干扰的估计，并从所述数据块减去所述第一块间干扰的估计，从而重构所述数据块，以排除所述第一块间干扰。
10.一种用于处理通过信道传播的信号的方法，所述信号包括数据块与训练块，所述数据块包括信息与第一块间干扰，所述训练块包括第二块间干扰，所述方法包括接收所述信号；选择性地执行所述数据块的一或多个重构，以排除所述第一块间干扰，并包括所述第二块间干扰；和解调接收或重构的所述信号，由此检测所述信息。
全文摘要
本发明公开一种用于实现训练前缀调制方法的接收器，以响应接收通过信道传播的信号。接收的信号包括训练块(22a、22b’、22c’)，每一训练块具有数据块间干扰(25a、25b)，还包括数据块(23a’、23b’、23c’)，每一数据块具有训练块间干扰。选择性地重构信号，以在数据块上提供信道的循环表现。特别地，生成训练块间干扰的估计，并从数据块中减去该估计。而且，生成数据块间干扰的估计，并向数据块添加该估计。
文档编号H04L25/02GK1669259SQ03817116
公开日2005年9月14日 申请日期2003年6月26日 优先权日2002年7月18日
发明者蒂莫西·A·托马斯, 维贾伊·南伊安, 凯文·L·包姆, 弗雷德里克·W·沃克 申请人:摩托罗拉公司