专利名称：Ofdm解调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于解调OFDM(正交频分复用)调制信号的解调器。
本申请要求提交于2002年12月27日的日本专利申请号2002-382213的优先权，其全部内容在此引入作为参考。
背景技术：
存在一种可用的叫作“OFDM”(正交频分复用)的调制技术用以发射数字信号。OFDM技术是这样的通过将一个发射频带划分成许多正交的子载波并通过相移键控(PSK)和正交幅度调制(QAM)将数据分配到每个子载波的幅度和相位上，来对数据进行数字调制以便发射。
OFDM其特征在于，由于发射频带被划分成许多子载波，所以每个子载波带较窄并且调制速率较低，同时发射速率总计与在传统调制技术中没有说明不同。OFDM技术其特征还在于，由于并行地发射许多子载波，所以码元速率较低并且与码元时间长度相关的多径时间长度可以被减小，以使OFDM技术不会轻易地受到多径衰落的影响。
OFDM技术其特征还在于，由于数据被分配到多个子载波中，所以一个发射/接收电路可以由逆快速傅立叶变换(IFFT)计算电路形成以调制数据，同时它可以由傅立叶快速变换(FFT)计算电路形成以解调该调制数据。
由于上面提到的特性，OFDM技术常用于严重受到多径衰落影响的数字地面广播。对于采用OFDM技术的数字地面广播，应用了例如地面数字视频广播(DVB-T)标准和地面综合业务数字广播(ISDB-T)标准等。
如图1所示，用在OFDM技术中的发射码元(将在下文中称作“OFDM码元”)从作为信号持续时间和保护间隔的一个有效码元形成的，该信号持续时间是为数据发射而执行IFFT的信号持续时间，该保护间隔是有效码元末尾部分的波形的复制。在OFDM码元的开头位置提供了保护间隔。由于这样一个保护间隔，OFDM技术允许多径造成的码元间衰落并且提高了抗多径能力。
在ISDB-TSB标准(日本采用的用于数字地面广播的广播标准)的模式3中，有效码元包括512个子载波，其中一个子载波和下一个子载波间隔125/126kHz(≈0.992kHz)。同时在ISDB-TSB标准的模式3中，发射数据被调制在有效码元中512个子载波中的433个子载波上。另外在ISDB-TSB标准的模式3中，保护间隔的时间长度为有效码元的1/4，1/8，1/16，1/32。
对于OFDM技术，定义了一个称作“OFDM发射帧”的、通常由多个OFDM码元组成的发射单元。同样对于OFDM技术，定义了具有预定相位和幅度的导频信号(称为“连续导频(CP)”或“离散导频(SP)”)、发射和复用配置控制(TMCC)信息和发射参数信令(TRS)信息将被插入的位置。通过OFDM技术，使得通过发射这样的导频信号(CP或SP)、发射控制信息(TMCC或TPS)等来在发射端控制各种各样的控制、解调和解码成为可能。
根据ISDB-TSB标准，一个OFDM发射帧有2040个OFDM码元形成。
将要说明和描述一个常规的OFDM接收机。
图2以框图的形式示意示出了常规的OFDM接收机。
如图2所示，统一由标号100所示的常规的OFDM接收机包括天线101，调谐器102，带通滤波器(BPF)103，模拟-数字转换电路104，去直流电路105，数字正交解调电路106，FFT计算电路107，帧提取电路108，同步电路109，载波解调电路110，频率解交织电路111，时间解交织电路112，解映射电路113，比特解交织电路114，去打孔电路115，维特比电路116，字节去交织电路117，去信号扩频电路118，传输流产生电路119，RS解码电路120，发射控制信息解码电路121和信道选择电路122。
由广播站发出的发射波形被OFDM接收机100的天线101接收并作为RF信号提供给调谐器102。
天线101接收的RF信号被由复用器102a和本地振荡器102b组成的调谐器102变频为IF信号，并且这个IF信号被提供给BPF103。由本地振荡器102b产生的接收载波信号的振荡频率相应改变到对应于由信道选择电路122提供的信道选择频率上。
来自调谐器102的IF信号由BPF103滤波，然后由模拟-数字转换电路104数字化。这样产生的数字IF信号具有直流分量，该直流分量通过去直流电路105被去除，然后被提供给数字正交解调电路106。
数字正交解调电路106通过使用预定频率(载波频率)的载波信号对数字IF信号进行正交解调以提供基带OFDM信号。基带OFDM信号的正交解调提供了由实轴分量(I信道信号)和虚轴分量(Q信道信号)组成的复数信号。来自数字正交解调电路106的基带OFDM信号提供给FFT计算电路107和同步电路109。
FFT计算电路107对基带OFDM信号进行FFT计算以提取已在每个子载波上被正交调制的信号，并作为输出提供这个信号。
FFT计算电路107从一个OFDM码元提取具有一个有效码元长度的信号，并对该提取信号进行FFT计算。更详细地，FFT计算电路107从一个OFDM码元中移除具有保护间隔长度的信号，并对该OFDM码元中剩余部分进行FFT计算。如果信号提取点是连续的，FFT计算的信号可以从一个OFDM码元的任意位置被提取。即信号提取将开始于在如图1所示的从OFDM码元的开头的边界(在图1中用A表示)到保护间隔的末尾(在图1中用B表示)的范围内的任何位置。
被FFT计算电路107提取的并已被调制到每个子载波上的信号是一个复数信号，该信号包括一个实轴分量(I信道信号)和一个虚轴分量(Q信道信号)。被FFT计算电路107提取的信号被供给帧提取电路108，同步电路109和载波解调电路110。
基于被FFT计算电路107解调的信号，在解调OFDM发射帧中包括的导频信号如CP、SP等和发射控制信息如TMCC、TPS等的同时，帧提取电路108提取OFDM发射帧的边界，并提供解调出的导频信号和发射控制信息给每个同步电路109和发射控制信息解调电路121。
通过使用基带OFDM信号，当信号被FFT计算电路107解调后被调制到子载波上，且通过帧提取电路108检测出导频信号如CP、SP等和由信道选择电路122提供信道选择信号后，同步电路109计算出OFDM码元的边界并为FFT计算电路107设定FFT计算起始定时。
提供给载波解调电路110从来自FFT计算电路107的子载波输出解调出的信号，该载波解调电路对该提供信号进行载波解调。例如为了解调基于ISDB-TSB的OFDM信号，载波解调电路110将通过DQPSK技术对信号进行不同的解调或通过QPSK，16QAM或64QAM技术进行同步解调。
通过频率解交织电路111对载波调制信号进行频率方向解交织，然后通过时间解交织电路112对该信号进行时间方向解交织，并将该信号提供给解映射电路113。
解映射电路113映射载波调制信号(复数信号)以恢复发射数据序列。例如为了解调基于ISDB-TSB的OFDM信号，解映射电路113将进行对应于QPSK、16QAM和64QAM技术的解映射。
来自解映射电路113的发射数据序列历经比特解交织电路114，去打孔电路115，维特比电路116，字节解交织电路117和去信号扩频电路118，经历对应于为了分散多值码元错误的比特交织的解交织，对应于用于减少发送比特而完成的打孔的去打孔，用于对卷积编码比特串进行解码的维特比解码，和对应于能量扩频的能量去扩频，然后这样处理的发射数据序列被提供给传输流产生电路119。
传输流产生电路119在数据流的预定的位置插入每个广播技术定义的数据，如空分组。同时传输流产生电路119平滑断续地提供的数据流中的比特空间以提供时间上连续的流。这样平滑过的发射数据序列被提供给RS解码电路120。
RS解码电路120对提供的发射数据序列进行Reed-Solomon解码以提供这样解码过的发射数据流作为MPEG-2系统中定义的传输流。
发射控制信息解码电路121对在OFDM发射帧中预定位置上已被调制的发射控制信息进行解码，这些信息例如TMCC或TPS。解码后的发射控制信息被提供给载波解调电路110，时间解交织电路112，解映射电路113，比特解交织电路114和传输流产生电路119，并用来控制在这些电路中受到影响的解调、再生等。
这里值得注意是这样一个OFDM接收机必须得同步OFDM码元，例如数字正交解调载波频率和A-D转换电路的采样时钟。为了这种同步，首先需要检测时钟频率误差。
“时钟频率误差”是接收到的OFDM码元的发射时钟和接收到的OFDM信号的量化采样时钟之间的频率差。即时钟频率误差是发射端参考时钟和接收端参考时钟之间的频率差。
通过由计算OFDM信号的自相关而检测OFDM码元边界位置和将边界间隔转换成时钟频率误差或将导频信号所插入的位置转换成OFDM码元周期，可以检测时钟频率误差。然而，在任何情况下，准确地检测时钟频率误差是困难的。
发明内容
因此，本发明的一个目的是通过提供具有准确检测时钟频率误差能力的OFDM解调器来克服上述的相关领域技术中的缺点。
可以通过提供用于解调正交频分复用(OFDM)信号的OFDM解调器来实现上述目的，其中OFDM信号的发射单元是一个发射码元，包括通过对信息序列进行时分并将此信息调制到多个子载波上而产生的有效码元和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔，根据本发明，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用来通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样后的OFDM信号转换成数字数据；码元边界测量电路，用来通过采样时钟测量指示OFDM信号发射码元间边界的值；多个变化速率计算电路，其中每个电路计算测得值的时变速率；以及时钟频率误差计算电路，用来计算时钟频率误差，该时钟频率误差是OFDM信号的发射时钟和采样时钟之间的差值。变化速率计算电路有着为计算时间变化速率而设置的各自的时间间隔，并且它们的时间间隔之间互相不相同；以及时钟频率误差计算电路，基于来自变化速率计算电路的多个时变速率来分别计算时钟频率误差。
根据本发明的上述OFDM解调器可以准确地计算时钟频率误差，甚至在较差的接收环境中。
同样，可以通过提供用于解调正交频分复用(OFDM)信号的OFDM解调器来实现上述目的，该OFDM信号的发射单位是一个发射码元，包括通过对信息序列进行时域划分，并调制信息到多个子载波而产生的有效码元和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔。根据本发明，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用来通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样到的OFDM信号转换成数字数据；码元边界测量电路，用来通过采样时钟测量指示OFDM信号发射码元间边界的值；变化速率计算电路，用来计算测得值在每M个发射码元(M为自然数)上的时变速率；直方图产生电路，提供以在每M个发射码元上的时变速率，将时变速率分类，并产生每个类别中时变速率检测的频率的直方图；以及时钟频率误差计算电路，用来计算时钟频率误差，该时钟频率误差是OFDM信号的发射时钟和基于直方图的采样时钟之间的差。
同样，可以通过提供用于解调正交频分复用(OFDM)信号的OFDM解调器来实现上述目的，OFDM信号的发射单位是一个发射码元，包括通过对信息序列进行时域划分并调制信息到多个子载波而产生的有效信号和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔，根据本发明，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用来通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样到的OFDM信号转化成数字数据；码元边界测量电路，用来通过采样时钟测量指示OFDM信号发射码元和采样时钟之间边界的值；多个变化速率计算电路，其中每个电路计算被测值在每M个发射码元(M为自然数)的时变速率；直方图产生电路，用来分类时变速率和产生每个类别的时变速率的检测频率的直方图；以及时钟频率误差计算电路，用来计算时钟频率误差，该时钟频率误差是OFDM信号的发射时钟和基于直方图的采样时钟之间的差；时变速率计算时间间隔，该时间间隔被设置为变化速率计算电路中的M个码元数的多个的单位，且该时间间隔彼此间互不相同。以及直方图产生电路被提供以来自每时间间隔上为多个变化速率计算电路，这些时间间隔为变化速率计算电路而设计，直方图产生电路还分类提供的时变速率和产生一个指示每个类别的时变速率的检测频率的直方图。
从而，依照本发明的OFDM解调器可以计算出准确的时钟频率误差。
通过下文对实现本发明的最佳方式的详细描述并结合附图，本发明的这些目的和其他目的、特征及优点将变得更加清楚。
图1解释了OFDM技术中使用的发射码元。
图2是常规的OFDM接收机的框图。
图3是作为本发明的一个实施例的OFDM接收机的框图。
图4是保护相关/峰值检测电路的框图。
图5在保护相关/峰值检测电路中每个信号的定时图。
图6是定时同步电路的框图。
图7是时钟频率误差计算电路的框图。
图8显示了当接收到的OFDM信号的发射时钟和接收机的时钟相互同步时，自由振荡计数器输出的变化。
图9显示了当发射机的时钟早于接收到的OFDM信号的发射时钟时，自由振荡计数器输出的变化。
图10显示了当发射机的时钟晚于接收到的OFDM信号的发射时钟时，自由振荡计数器输出的变化。
图11显示了自由振荡计数器输出的时间变化速率。
图12显示了当频率选择性衰落发生和时钟频率误差产生时，自由振荡计数器输出的变化。
图13显示了在频率选择性衰落环境中，何时梯度能被准确检测，何时梯度不能被准确检测。
图14是梯度检测电路的电路图。
图15显示了通过直方图产生电路产生的误差检测直方图。
图16解释了误差检测直方图的范围。
图17显示了参考直方图。
图18解释了参考直方图的转换。
图19是直方图产生电路的框图。
图20A显示了误差检测直方图，以及图20B显示了误差检测直方图的并行求平均产生的直方图。
图21显示了用于误差检测直方图的移动平均的参考直方图。
图22显示了用于判断误差检测直方图收敛的测试机。
具体实施例方式
OFDM接收机概述图3是按照本发明的第一实施例的OFDM接收机的框图。
值得注意的是在图3中用双划线标识的信号是一个复数信号。
如图3所示，作为本发明的实施例的统一以标号1所示的OFDM接收机包括天线2，调谐器3，带通滤波器(BPF)4，模拟数字转换电路5，时钟产生电路6，去直流电路7，数字正交解调电路8，载波频率误差校正电路9，FFT计算电路10，相位校正电路11，保护相关/峰值检测电路12，定时同步电路13，窄带载波误差计算电路14，宽带载波误差计算电路15，累加电路16，数字控制振荡器(NCO)电路17，帧同步电路18，均衡电路19，解映射电路20，发射信道解码电路21和发射控制信息解码电路22。
来自广播站的数字广播波被OFDM接收机1的天线2接收，并作为RF信号提供给调谐器3。
天线2接收的RF信号被包括复用器3a和本地振荡器3b的调谐器3变频为IF信号，然后被提供给BPF4。调谐器3输出的IF信号通过BPF4被滤波，然后被提供给模拟数字转换电路5。模拟数字转换电路5通过由时钟产生电路6提供的时钟采样IF信号并数字化该IF信号。这样由模拟数字转换电路5数字化的IF信号提供给去直流电路7，将信号中的直流分量，在该电路中去除，并将信号提供给数字正交解调电路8。数字正交解调电路8通过使用预定载波频率的双相位载波信号对数字IF信号进行正交解调并提供基带OFDM信号作为输出。数字正交解调电路8输出的OFDM时域信号被提供给载波频率误差校正电路9。
这里值得注意的是对于数字正交解调，数字正交解调电路8需要双相位信号作为载波信号，该双相位信号具有Sin部分和Cos部分。出于这样的原因，在OFDM接收机1中提供到模拟数字转换电路5的采样时钟频率被设置为IF信号的中心频率fIF的四倍以产生双相位载波信号来提供给数字正交解调电路8。
同时，在OFDM接收机1中，在完成数字正交解调之后，下采样4f1F时钟的数据序列到1/4以均衡经历了数字正交解调的有效码元的采样数量到子载波数量(Nu)。即经历了数字正交解调的数据序列的时钟具有1/子载波间隔的频率。数字正交解调之后的下采样率也可以为1/2以对两倍于常规数量的采样值进行FFT计算，数据序列在完成FFT计算之后进一步被下采样到1/2。通过对两倍于常规的数量的采样值进行FFT计算，使得通过FFT计算在两倍宽频带中提取信号和这样减少用于数字正交解调的低通滤波器电路的电路规模成为可能。值得注意的是对于每个用于处理过采样数据序列的下行电路，经历了数字正交解调的有效码元的采样数量(Nu)可能是子载波的数量的2n倍(n为自然数)。
时钟产生电路6提供给模拟数字转换电路5以前面提到的频率的时钟，提供给OFDM接收机1中每个电路以用于经历了数字正交解调的数字序列的工作时钟(一个时钟，其频率为提供给模拟数字转换电路5的时钟的频率的1/4，例如频率为1/子载波间隔的时钟)。
值得注意的是时钟产生电路6产生的工作时钟是一个自由振荡时钟，该时钟与接收到的OFDM信号的发射时钟不同步。即来自时钟产生电路6的工作时钟通过PLL等进行自由振荡而不用与发射时钟的频率和相位同步。工作时钟可以自由振荡是因为定时同步电路13检测OFDM信号发射时钟和工作时钟之间的频率误差并通过在定时同步电路13的系统下行所作的前馈基于频率误差分量去除频率误差。尽管在这个OFDM接收机1中时钟产生电路6产生异步的上述自由振荡时钟，本发明仍然可以适用于一种设备，该设备可以通过反馈控制改变工作时钟频率。
同样，数字正交解调器输出的基带OFDM信号被称作时域信号，该信号还未经过FFT计算。这样，这个还未经过FFT计算的基带信号将在下文中作为“OFDM时域信号”被提及。OFDM时域信号被正交解调以提供一个由实轴分量(I信道信号)和虚轴分量(Q信道信号)组成的复数信号。
载波频率误差校正电路9对NCO17输出的载波频率误差校正信号和经历了数字正交解调的OFDM时域信号进行复数乘法以校正OFDM时域信号的载波频率误差。即载波频率误差校正电路9校正误差，该误差是由用于数字正交解调的载波信号的频率和发射的OFDM信号(IF信号)的中心频率之间的差异造成的。具有载波频率误差并通过载波频率误差校正电路9将其校正的OFDM时域信号被提供给FFT计算电路10和保护相关/峰值检测电路12。
FFT计算电路10从OFDM码元中提取具有有效码元长度的信号，即从一个OFDM码元的所有采样中除去保护间隔的采样来提取信号，并对这样采样的信号进行FFT计算。通过定时同步电路13提供的起始标志，对标识提取范围的定时(FFT计算的起始定时)进行设置。FFT计算电路10对一个OFDM信号进行一次FFT计算，并提取在OFDM信号中调制在每个子载波上的信号部分。来自FFT计算电路10的信号是经过FFT计算的被称作频域信号。因而，经历了FFT计算的信号被称作“OFDM频域信号”。来自FFT计算电路10的OFDM频域信号是一个类似于OFDM时域信号的由实轴分量(I信道信号)和虚轴分量(Q信道信号)组成的复数信号。OFDM频域信号被提供给相位校正电路11。
相位校正电路11校正相位旋转部分，FFT计算的起始定时与OFDM码元的实际边界位置之间的偏移引起在OFDM频域信号中的该相位旋转部分。相位校正电路11校正由比采样周期更小的精度引起的相位偏移。更详细地，相位校正电路11通过对定时同步电路13提供的相位校正信号(复数信号)的复数相乘，校正了FFT计算输出的OFDM频域信号的相位旋转。在相位旋转上被校正的OFDM频域信号被提供给宽带载波误差计算电路15，帧同步电路18，均衡电路19和发射控制信息解码电路22。
保护相关/峰值检测电路12被提供以OFDM时域信号。保护相关/峰值检测电路12将确定提供的OFDM时域信号和经过有效码元延迟的OFDM时域信号之间的相关值。这里值得注意的是将要确定的相关的时间长度被设置为保护间隔时间的长度。因而，标识相关值的信号(将在下文中作为“保护相关信号”被提及)精确地在OFDM码元地边界位置存在一个峰值。保护相关/峰值检测电路12检测保护相关信号存在峰值的位置，并输出标识峰值位置的定时的一个值(峰值定时Np)。
同时，保护相关/峰值检测电路12也检测标识保护相关信号中峰值位置的相关值的相位的值。当OFDM信号的中心频率与经过数字正交解码的载波频率完全一致时，该相位值为零。然而，当中心频率和载波频率不一致时，该相位值在相位上发生相应于频率间偏移的旋转。即相位值标识了接收到的OFDM信号的中心频率和经过数字正交调制状态被解调过的OFDM信号的中心频率之间的偏移。然而，由于在子载波的频率间隔(例如，在ISDB-TSB标准的模式3中为0.992kHz)上相位值被完全地旋转，将会有精度低于子载波频率间隔的±1/2的信息。
来自保护相关/峰值检测电路12的峰值定时值Np被提供给定时同步电路13，并且位于OFDM码元边界的相关值的相位被提供给窄带载波误差计算电路14。
定时同步电路13基于OFDM码元的边界位置确定FFT计算的起始定时，例如通过过滤来自保护相关/峰值检测电路12的峰值定时值Np估计该边界位置。FFT计算起始定时作为起始标志被提供给FFT计算电路10。FFT计算电路10基于起始标志，通过在FFT计算的范围内从提供的OFDM时域信号中提取信号，来进行FFT计算。同时，定时同步电路13计算由于OFDM码元的估计边界位置和FFT计算将要起始的定时之间的时间滞后产生的相位旋转量，并基于计算出的相位旋转量产生相位校正信号(复数信号)，并将相位校正信号提供给相位校正电路11。
窄带载波误差计算电路14基于OFDM码元的边界位置上相关值的相位，计算标识用于数字正交解调的中心频率的偏移的窄带部分的窄带载波频率误差分量。更详细地，窄带载波频率误差分量是中心频率的偏移，其精确度低于子载波的频率间隔的±1/2。由窄带载波误差计算电路14确定的窄带载波频率误差分量被提供给累加电路16。
宽带载波误差计算电路15基于来自相位校正电路11的OFDM频域信号，计算标识用于数字正交解调的中心频率的偏移的宽带部分的宽带载波频率误差分量。宽带载波频率误差分量是中心频率的偏移，其精确度是子载波频率间隔。
由宽带载波误差计算电路15确定的宽带载波频率误差分量被提供给累加电路16。
累加电路16将由窄带载波误差检测电路14计算的窄带载波频率误差分量和由宽带载波误差计算电路15计算的宽带载波频率误差分量进行累加以计算由载波频率误差校正电路9提供的基带OFDM信号的中心频率的总偏移。累加电路16输出作为频率误差值的计算过的中心频率总偏移。来自累加电路16的频率误差值被提供给NCO17。
NCO17称作为数字控制振荡器，并产生一个对应于来自累加电路16的频率误差值的震荡频率的增大或减少的载波频率误差校正信号。当提供的频率误差值为正时，NCO17增大载波频率误差校正信号的振荡频率，当提供的频率误差值为负时，NCO17减小振荡频率。NCO17提供上述控制以产生载波频率误差校正信号，该校正信号使得振荡频率在频率误差值为零时趋于稳定。
帧同步电路18检测插入到OFDM发射帧中的预定位置的同步字以检测OFDM发射帧的起始定时。帧同步电路18基于OFDM发射帧的起始定时标志分配给每个OFDM码元的码元号码，并将这个码元号码提供给均衡电路19等。
均衡电路19进行一个称作OFDM频域信号的均衡。均衡电路19基于帧同步电路18提供的码元号码检测一个称为“离散导频(SP)”的插入到OFDM频域信号中的导频信号。均衡电路19通过检测到的SP信号来估计响应发射信道的频率，并将OFDM频域信号和估计的发射信道频率响应的倒数相乘。均衡电路19可以去除由发射信道影响引起的失真并修复发射信号。由均衡电路19均衡的OFDM频域信号被提供给解映射电路20。
解映射电路20对均衡过的OFDM频域信号(复数信号)进行数据解映射，其对应于用于OFDM频域信号的解调技术如QPSK，16QAM或64QAM，以修复发射数据。来自解映射电路20的发射数据被提供给发射信道解码电路21。
发射信道解码电路21对提供的发射数据进行发射信道解码，相应于发射数据被广播的广播方式。例如，发射信道解码电路21对应于时间方向上的交织进行时间解交织，对应于频率方向上的交织进行频率解交织，对应于用于分散多值码元错误的比特交织进行解交织，对应于用于减少发送比特的打孔进行去打孔，用于对卷积编码的比特串解码进行的维特比解码，进行字节解交织，对应于能量扩频进行能量去扩频，对应于RS编码进行误差检测等等。
经历了上述发射信道解码的发射数据例如作为在MPEG-2系统中定义的传输流被输出。
发射控制信息解码电路22对发射控制信息例如TMCC，TPS或类似的进行解码，这些信息被调制在OFDM发射帧的预定位置上。
保护相关/峰值检测电路下面将举例说明和描述保护相关/峰值检测电路12。
注意在下面保护相关/峰值检测电路12的举例说明和描述中将用到的常数Nu，Ng和Ns(自然数)。常数Nu是一个有效码元的采样的数目。常数Ng是保护间隔中采样的数目。例如，保护间隔的长度是有效码元的长度的1/4时，Ng＝Nu/4。常数Ns是一个OFDM码元的采样的数目。即，Ns＝Nu+Ng。
图4是保护相关/峰值检测电路12的框图，图5是保护相关/峰值检测电路12中各个信号的时序图。
如图4所示，保护相关/峰值检测电路12包括延迟电路31，复数共轭电路32，乘法电路33，去累加电路34，幅度计算电路35，角度转换电路36，自由振荡计数器37，峰值检测电路38和输出电路39。
来自载波频率误差校正电路9的OFDM时域信号(参看图5A)被提供给延迟电路31和乘法电路33。延迟电路31是一个移位寄存器由Nu个寄存器组组成以用有效码元时间来延迟输入OFDM时域信号。用延迟电路31延迟了有效码元的OFDM时域信号(参看图5B)被提供给复数共轭电路32。
复数共轭电路32计算延迟了有效码元时间的OFDM时域信号的复数共轭，并将其提供给乘法电路33。
乘法电路33在每个采样上，将OFDM时域信号(参看图5A)和延迟了有效码元时间的OFDM时域信号(参看图5B)的复数共轭进行相乘。乘法的结果被提供给去累加电路34。
去累加电路34包括例如由Ng个寄存器组组成的移位寄存器和用来计算寄存器中累加值的加法器。对于Ng个采样中的每一个，该电路对在每个采样上连续提供的乘法结果进行去累加计算。去累加电路34将输出一个标识OFDM时域信号和延迟了OFDM有效码元(Nu个采样)的OFDM时域信号的相关的保护相关信号(参看图5C)。来自去累加电路34的保护相关信号被提供给幅度计算电路35和角度转换电路36。
幅度计算电路35通过分别对保护相关信号的实数部分和虚数部分求平方并累加平方值和计算累加结果的平方根，来确定保护相关信号的幅度部分。保护相关信号的幅度部分被提供给峰值检测电路38。
角度转换电路36通过对保护相关信号的实数部分和虚数部分进行Tan-1计算，来确定保护相关信号的相位部分。保护相关信号的相位部分被提供给峰值检测电路38。
自由振荡计数器37对工作时钟进行计数。自由振荡计数器37的计数值N在0到Ns-1的范围内以步进为1递增，当其超过Ns-1(如图5D)将返回为零。也就是说，自由振荡计数器37是循环计数器，其周期为OFDM码元周期内的采样数目。自由振荡计数器37的计数值N被提供给峰值检测电路38。
峰值检测电路38检测保护相关信号的幅度在自由振荡器37的一个周期(0到Ns-1)内为最高值的点。当自由振荡计数器37的计数值转移到下一个周期时，峰值检测电路38将检测保护相关信号具有最高幅度的一个新点。峰值检测电路检测到的计数值是一个标识保护相关信号获得器最大值的时刻(峰值时刻)的峰值定时Np。同样，峰值检测电路38检测在峰值时刻保护相关信号的相位部分，并提供检测到的相位部分给输出电路39。
输出电路39从峰值检测电路38中提取计数值并将其在自由振荡计数器37的计数值N变为零的定时存储到内部寄存器中，并将计数值置于一个可以被输出到外部的状态(参看图5E)。寄存器中存储的计数值作为标识保护相关信号的峰值时刻(峰值时刻Np)的信息被提供给位于下行的定时同步电路13。同样，输出电路39在自由振荡计数器37的计数值N变为零的定时从峰值检测电路38中提取相位部分，并将其存储到内部寄存器中，并将相位部分置于一个可以被输出到外部的状态。存储在寄存器中的相位部分被提供给位于下行的窄带载波误差计算电路14。
另外，自由振荡计数器37发布了一个验证标志，当计数器N变为零时该标记变为高(参看图5F)。验证标志为下行电路标识了有关峰值定时Np和相位值的定时。
注意到在保护相关/峰值检测电路12中，自由振荡计数器37具有其中可调节的循环定时，所以计数器N从最大值(Ns-1)变化到零的定时和保护相关信号获得器峰值的定时(OFDM码元的边界)将与OFDM码元时刻偏移半个周期。即用于峰值定时Np的循环定时被调整成大约为最大计数值(Ns-1)的1/2。
在这里下面将解释上述调整的原因。峰值检测电路38的峰值检测周期的范围从自由振荡计数器37的计数值变为零的定时到计数值变为Ns-1的定时。当在峰值定时Np的周期上保护相关信号的幅度值达到其最大值时，峰值检测电路38输出计数值。如果自由振荡计数器37的周期已更新(计数值变为零)的定时和保护相关信号的幅度达到其最大值的定时暂时接近，一个通常由前一个OFDM码元造成的高相关性部分(尖峰形状部分)将包含在下一个OFDM码元周期内的峰值检测中。在这样的情况下，由于各种噪声和误差，保护相关信号的峰值不总是不变的而将可能对于每个码元而不同，并且由前一个OFDM码元的保护间隔引起的这样的高相关性部分将可能作为下一个OFDM码元边界的位置被确定。出于这个原因，峰值定时Np被预先调整到大约前一个OFDM码元的最大值(Ns-1)的1/2，从而防止由前一个OFDM码元的保护间隔引起的高相关性部分被当作下一个OFDM码元的保护间隔被检测到。这样，使得保证一个稳定的峰值位置检测成为可能。
然而，当存在始终频率误差(接收到的OFDM信号的发射时钟和OFDM采样时钟之间的差异)时，峰值定时Np将逐渐移动(其原因将在后面详细描述)。在这样的情况下，计数值N的循环定时可以合适地根据时钟频率误差被调整。
尽管在保护相关/峰值检测电路12中峰值定时Np产生于每个OFDM码元周期，峰值定时Np也可产生于M(自然数)个OFDM码元周期而不是一个码元周期。然而在这样的情况下，验证标志在M个OFDM码元周期内应当只设置为高(1)一次。
定时同步电路下面将要说明和描述定时同步电路13。
图6显示了定时同步电路13的内部结构。
如图6所示，定时同步电路13包括时钟频率误差计算电路41，初始相位计算电路42码元边界计算电路43，码元边界校正电路44和起始标志产生电路45。
将来自保护相关/峰值检测电路12的峰值定时Np，在每M个OFDM码元(M是自然数)上提供给定时同步电路13。定时同步电路13中每个电路有自己的由峰值定时Np的输入定时(在每M个OFDM码元上)控制的操作。
时钟频率误差计算电路41基于在每M个OFDM码元上提供的峰值定时Np来计算时钟频率误差，并将计算过的时钟频率误差提供给码元边界计算电路43。值得注意的是时钟频率误差计算电路41的内部结构将在后面被详细地举例说明和描述。
初始值相位计算电路42基于在每M个OFDM码元上提供的峰值定时Np来计算峰值定时Np地初始值。该初始值被提供给码元边界计算电路43。
码元边界计算电路43对每M个OFDM码元上提供的峰值定时Np进行滤波，并计算标识OFDM码元的边界位置的码元边界位置Nx。码元边界位置Nx在保护相关检测电路12中作为自由振荡计数器37的周期被表示在范围0到Ns之间。然而，码元边界位置Nx具有小数点之后的精度而自由振荡器37和峰值定时Np具有整数精度。码元边界计算电路43计算输出(码元边界位置Nx)和输入(峰值定时Np)之间的相位差异，并基于相位误差分量将其过滤以稳定输出(码元边界位置Nx)。例如，来自初始值相位计算电路42的初始值在滤波起始时提供初始输出。
而且，码元边界计算电路43基于时钟频率误差，通过在相位误差分量上累加时钟频率误差计算电路41计算的时钟频率误差来校正输出(码元边界位置Nx)的变化。通过确定上述的码元边界位置和时钟频率误差，码元边界位置可以以更高的准确度被确定。
来自码元边界计算电路43的码元边界位置Nx被提供给码元边界校正电路44码元边界校正电路44检测在每M个码元上提供的码元边界位置Nx的整数部分，并计算FFT计算的起始时刻。计算出的起始时刻被提供给起始标志产生电路45。而且，码元边界校正电路44通过检测码元边界位置Nx的部分来计算码元边界时刻和FFT计算起始定时之间的时间滞后，其精度小于采样时钟周期。并且码元边界校正电路44基于确定过的时间滞后来计算包括在每个经历了FFT计算的子载波中的信号部分的相位旋转。计算过的相位旋转被转变为复数信号，然后被提供给相位校正电路11。
起始标志产生电路45基于码元边界校正电路44提供的起始时间来产生标识用于FFT计算中信号提取的定时(即FFT计算起始定时)的起始标志。在每个OFDM码元上产生起始标志。值得注意的是可能通过来自提供的码元边界位置Nx的预定空白时刻的延迟来产生起始标志。然而，空白时刻应当决不超过至少保护间隔的时间长度。通过上述的以来自码元边界时刻的预定空白时刻的延迟产生起始标志，使得例如消除由于作为重复的前一个码元边界的检测引起的码元间干扰变为可能。
时钟频率误差计算电路下面将详细地举例说明和描述时钟频率误差计算电路41。
图7显示了时钟频率误差计算电路41的内部结构。
如图7所示，时钟频率误差计算电路41包括梯度检测电路51和直方图产生电路52和输出电路53。
梯度检测电路51检测由保护相关/峰值检测电路12提供的峰值定时Np的时变速率。即，该电路检测峰值定时Np的梯度S。梯度检测电路51在这里提供了梯度检测周期互不相同的多个检测路径，并提供了由这些不同检测路径分别检测的多个梯度S。在这个实施例中，在梯度检测电路51中包括了5个检测路径以提供5个梯度S(S1到S5)。
直方图产生电路52将来自梯度检测电路52的梯度S以类别分类，并产生标志梯度S的检测频率的直方图。直方图产生电路52检测产生出的直方图中最经常值并将其提供给输出电路53。
输出电路53基于提供的最经常值判断该最经常值是否稳定，当最经常值被确定为稳定时，输出电路53产生一个试图同步标志并将最经常值作为时钟频率误差提供给外界。
下面将详细地描述时钟误差计算电路41中的每个电路。
(梯度检测电路)梯度检测电路51检测峰值定时Np的时变速率(梯度S)。梯度S与时钟频率误差成比例。首先，将解释这种比例的原因。
由保护相关/峰值检测电路12提供的峰值定时Np是自由振荡器37在保护相关信号的峰值定时上的计数值。自由振荡计数器37是一个循环计数器，在这个计数器中每个周期的计数器数目被置为一个OFDM码元中的采样数目。
当接收到的OFDM信号的码元周期与自由振荡计数器37的周期完全一致时，即当接收到的OFDM信号的发射时钟和自由振荡计数器37的工作时钟在频率上完全一致时，峰值定时Np将如图8所示是不变的。
相反地，当自由振荡计数器37的周期短于接收到的OFDM信号的码元周期，即当自由振荡计数器37的工作时钟早于接收到的OFDM信号的发射时钟，峰值信号Np将会如图9所示的逐渐增加。同样，如果自由振荡计数器37的周期长于接收到的OFDM信号的码元周期，即当自由振荡计数器37的工作时钟晚于接收到的OFDM信号的发射时钟，峰值定时Np将会如图10所示的逐渐减小。
这样，峰值定时Np的时变速率与接收到的OFDM信号的发射时钟和接收端的采样时钟之间在频率上的差异成比例。因此，时钟频率误差可以通过在每个检测的固定周期检测峰值定时和如图11所示的基于在任意时刻(αT)(α是整数)检测到的峰值定时Np和在前一采样时刻((α-1)T)检测到的峰值定时Np之间的差异x计算时变速率(x/T)来被确定。
也就是说，时钟频率误差可以通过确定峰值定时Np的梯度来被确定。值得注意的是峰值定时Np的梯度S可以说是以接收端工作时钟衡量的接收到的OFDM码元间的间隔。
这里值得注意的是在数字地面广播的情况下，可能存在一种叫做“频率选择性衰落(多径接收和接收到的波形(主要波形和延迟过的多个波形)的衰落)”的接收环境。在OFDM信号在频率选择性衰落环境中被接收的情况下，主要的和延迟过的波形的接收等级循环地不同。这样，保护相关的检测过的峰值位置循环地切换于主要的和延迟过的波形的码元边界位置之间。也就是说，当主要波形的接收等级较高时，主要波形的码元边界被接收到。如果延迟过的波形的接收等级较高，延迟过的波形的码元边界被接收到。
如果具有时钟频率误差的频率选择性衰落状态发生，峰值定时Np将具有主要和延迟过的波形之间的时间差异，如图12所示其在每个固定周期(衰落周期)交替地增加和减少。同样，由于频率选择性衰落而引起接收等级在其在主要的和延迟过的波形之间的切换的周期将根据接收环境而变化，即交替地变长和变短。
这里值得注意的是，在例如频率选择性衰落的接收环境中，峰值定时Np的梯度S根据检测周期长度T和检测相位可以被检测(如图13中标识以“OK”的时段)或不能被检测(如图13中标识以“NG”的时段)，如图13所示。因此，当试图在固定的检测周期T和检测相位中检测峰值定时Np的梯度S时，在一些衰落周期上可能检测到完全错误的梯度S。
出于这个原因，本发明的发明者提供了，梯度检测电路51，在检测峰值定时Np的周期T上互不相同的多个梯度检测路径以基于由多个梯度检测路径分别地检测到的梯度S来以综合方式衡量时钟频率误差。例如，检测结果被平均或在直方图上画出，例如，基于在检测周期上互不相同的多个梯度来估计时钟频率误差。
梯度检测电路51的电路结构在下文中将被详细解释，图14是梯度检测电路51的详细电路图。
如图14所示，梯度检测电路51包括第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5以提供梯度S。
第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5被提供以同步于在每M个OFDM码元上置高(1)的验证标志的峰值定时Np。第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5进行同步于验证标志(在每M个OFDM码元上)以提供梯度S1到S5。
为了第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5，不同的检测周期T分别地被设置。例如，基于峰值定时Np在间隔Tx作为输出被提供的假定，不同的检测周期T(T＝(n*Tx))(n是设置检测周期T的参数(自然数)并且在一个梯度检测路径上的该值不同于另一条路径上的)为第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5而分别地被设置。更详细地，对第一个梯度检测路径16-1设置n＝16，对第二个梯度检测路径16-2设置n＝8，对第三个梯度检测路径16-3设置n＝4，对第四个梯度检测路径16-4设置n＝2，对第五个梯度检测路径16-5设置n＝1。
第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5分别包括延迟设备62-1到62-5，减法器63-1到63-5，乘法器64-1到64-5，和初始屏蔽电路65-1到65-5。
延迟设备62-1到62-5中的每一个都是由n个寄存器级组成的移位寄存器，数据在这些寄存器级中通过验证标志同步地转移到下一个寄存器中。更详细地，第1个梯度检测路径61-1中延迟设备62-1是一个由16个寄存器级组成的移位寄存器，第2个梯度检测路径61-2中延迟设备62-2是一个由8个寄存器级组成的移位寄存器，第3个梯度检测路径61-3中延迟设备62-3是一个由4个寄存器级组成的移位寄存器，第4个梯度检测路径61-4中延迟设备62-4是一个由2个寄存器级组成的移位寄存器，第5个梯度检测路径61-5中延迟设备62-5是一个由1个寄存器级组成的移位寄存器。
给减法器63-1到63-5提供以没有延迟的峰值定时Np和通过延迟设备62-1到62-5分别以检测时间T(T＝n×Tx)延迟的峰值定时Np。减法器63-1到63-5从没有延迟的峰值定时Np中减去延迟过的峰值定时Np。减法器63-1到63-5提供了峰值定时Np的一个变化，该变化在检测周期T中被检测到。
乘法器64-1到64-5将参数n的倒数和来自减法器63-1到63-5的峰值定时Np的变化相乘以提供标识峰值定时Np的梯度的梯度S1到S5。乘法器64-1到64-5通过初始屏蔽电路65-1到65-5将梯度S1到S5提供到外界。
初始屏蔽电路65-1到65-5停止梯度S1到S5的输出一段时间，这是因为梯度S的检测直到乘法器64-1到64-5提供验证值时才开始。即当延迟设备62-1到62-5的最后寄存器级正在输出验证值时初始屏蔽电路65-1到65-5暂缓梯度S的输出。更详细地，第一个梯度检测路径的初始屏蔽电路64-1由于梯度S1的检测直到计数了16个验证标志时才开始，所以暂缓梯度S1的输出一段时间；第二个梯度检测路径的初始屏蔽电路64-2由于梯度S2的检测直到计数了8个验证标志时才开始，所以暂缓梯度S2的输出一段时间；第三个梯度检测路径的初始屏蔽电路64-3由于梯度S3的检测直到计数了4个验证标志时才开始，所以暂缓梯度S3的输出一段时间；第四个梯度检测路径的初始屏蔽电路64-4由于梯度S4的检测直到计数了2个验证标志时才开始，所以暂缓梯度S4的输出一段时间；第五个梯度检测路径的初始屏蔽电路64-5由于梯度S5的检测直到计数了1个验证标志时才开始，所以暂缓梯度S5的输出一段时间。
来自初始屏蔽电路65-1到65-5的梯度S1到S5被提供给直方图产生电路52。
(直方图产生电路)在每个间隔Tx即提供峰值定时Np的时刻，将来自梯度检测电路51的梯度S(S1到S5)提供给直方图产生电路52。直方图产生电路52根据梯度S的等级将输入梯度分类，并产生画出每个等级中梯度S的检测频率的直方图，如图15所示。下文中将以“误差检测直方图”来提及这个直方图。直方图产生电路52将梯度S的检测频率累加到误差检测直方图中并输出误差检测直方图中的最经常值(最频繁类别的值)。
值得注意的是，这里提到的直方图不是任何图形而是标识梯度类别的频率的分布的数据组。举例说明图15所示的直方图及以后的图是为了更容易的理解数据组。
例如，误差检测直方图类别的范围被设置为来自梯度检测电路51的梯度S中的最细单元，或最细单元的两倍。根据本发明，梯度S的最细单元是这样的在检测周期T(＝16×Tx)检测到的峰值定时Np增加(或减小)一个计数值，如图16所示。因此，误差检测直方图类别的范围例如可以设置为“1/16”。
在这个实施例中，基于在长于T的周期中检测到的梯度S是更可靠的的假设，将在峰值定时Np的每个输入间隔Tx上检测周期T互不相同的多个梯度S，提供给直方图产生电路52。出于这个原因，在直方图产生电路52中，在每个检测周期T的长度上(即在每个梯度检测路径61-1到61-5上)如图17所示的设置了分量互不相同地参考直方图。当提供了在检测周期T检测到的梯度S时，对应于检测周期T的参考直方图被选择了，为了梯度S的类别直方图被转化以一致于最经常值，如图18所示，并将转化过的参考直方图加到误差检测直方图中。
每个参考直方图如下加载，例如
对于每个参考直方图，变化的范围(范围从直方图的底端类别的值到顶端类别的值)被设置为长于检测周期T并不同于其他参考直方图的范围。例如，在检测周期T(＝16×Tx)上检测到的参考直方图的变化范围被设置为1/16，在检测周期T(＝8×Tx)上检测到的参考直方图的变化范围被设置为3/16，在检测周期T(＝4×Tx)上检测到的参考直方图的变化范围被设置为5/16，在检测周期T(＝2×Tx)上检测到的参考直方图的变化范围被设置为7/16，在检测周期T(＝1×Tx)上检测到的参考直方图的变化范围被设置为15/16，如图17所示。
每个参考直方图被设置以使最经常值小于检测周期T并且不同于其他参考直方图的最经常值。例如，在检测周期T(＝16×Tx)检测到的参考直方图的最经常值被设为32，在检测周期T(＝8×Tx)检测到的参考直方图的最经常值被设为16。在检测周期T(＝4×Tx)检测到的参考直方图的最经常值被设为8，在检测周期T(＝2×Tx)检测到的参考直方图的最经常值被设为4，在检测周期T(＝1×Tx)检测到的参考直方图的最经常值被设为2，如图17所示。
参考直方图在频率总和上彼此相同。即图形化表示的参考直方图在面积上互相相同。例如，频率总和为32。例如如图17所示。
每个参考直方图被设置了因此最经常值与中值一致并且该中值位于变化范围的中心。同样，每个参考直方图被设置了因此顶端类别的频率和底端类别的频率一致。另外，每个参考直方图被设置了因此接近变化范围中心的类别的频率大于接近于端点而不是中心的类别的频率。
通过设置上述的对应于检测周期T而分散数量的参考直方图，使得根据梯度S的可靠性来产生直方图成为可能。
图19是直方图产生电路52的详细电路图。下面将描述直方图产生电路52的功能。
如图19所示，直方图产生电路52包括第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5和直方图添加/标准化电路72。
第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5控制如图17所示的分量互不相同的参考直方图。将来自分别对应于第1到第5的梯度检测路径61-1到61-5的梯度S1到S5提供给第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5，这些梯度检测路径61-1到61-5在每个输入间隔Tx上位于这些电路71-1到71-5的上行。更详细地，将来自第1个梯度检测路径61-1的在检测周期T(＝16×Tx)中被检测的梯度S1提供给第1个参考直方图产生电路71-1，将来自第2个梯度检测路径61-2的在检测周期T(＝8×Tx)中被检测的梯度S2提供给第2个参考直方图产生电路71-2，将来自第3个梯度检测路径61-3的在检测周期T(＝4×Tx)中被检测的梯度S3提供给第3个参考直方图产生电路71-3，将来自第4个梯度检测路径61-4的在检测周期T(＝2×Tx)中被检测的梯度S4提供给第4个参考直方图产生电路71-4，将来自第5个梯度检测路径61-5的在检测周期T(＝1×Tx)中被检测的梯度S5提供给第5个参考直方图产生电路71-5。
第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5将输入梯度S分类并转化内部控制的参考直方图，因此最经常值将在各自类别中下降。然后，第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5将转化过的参考直方图提供给直方图添加/标准化电路72。值得注意的是，第1到第5的参考直方图产生电路71-1到71-5在每个输入间隔Tx提供参考直方图。
直方图添加/标准化电路72存储这里的误差检测直方图。直方图添加/标准化电路72将所有输入参考直方图加入到误差检测直方图中。即直方图添加/标准化电路72通过将所有五个参考直方图累加到一起并累计添加在每个输入间隔Tx提供的参考直方图。直方图添加/标准化电路72计算在误差检测直方图中的最经常值，并将其例如在每个输入间隔Tx提供给下行输出电路53。
而且，当内部存储的误差检测直方图的最经常值的频率超过了固定门限，直方图添加/标准化电路72标准化误差检测直方图。即，当最经常值的频率超过了固定门限，直方图添加/标准化电路72标准化误差检测直方图。即如果最经常值的频率超过了固定门限，不能通过存储器进行数据管理。因此，整个误差检测直方图的数据量减少了。可以以一种例如通过常数对数据量划分的合适方式进行标准化。在这个实施例中，误差检测直方图的最经常值尤为重要而较低频率的类别不那么重要。出于这个原因，通过从整个误差检测直方图的类别的频率中减去一个常数来进行标准化。
而且，对在类别方向上产生的误差检测直方图的频率移动平均后，直方图添加/标准化电路72可以被安排来确定最经常值。例如，直方图添加/标准化电路72通过将每个类别的频率连同相邻该类别的其他类别的频率一起添加到误差检测直方图中如图20A所示，来重新产生移动平均过的误差检测直方图如图20B所示。然后，直方图添加/标准化电路72基于移动平均过的误差检测直方图来计算最经常值。通过误差检测直方图的移动平均，使得消除误差成为可能。
而且，为了产生移动平均过的误差检测直方图，使用每个参考直方图产生电路71-1到71-5来预先控制已被移动平均的参考直方图。例如，每个参考直方图产生电路可能被安排来控制由如图17所示的参考直方图的移动平均而产生的参考直方图。通过产生一个上述的已被移动平均的参考直方图，使得不用必须通过直方图添加/标准哈电路72平均参考直方图来处理参考直方图成为可能。
(输出电路)输出电路53基于提供的最经常值来判断由直方图产生电路52产生的直方图是否收敛。当直方图被确定为充分收敛和稳定时，输出电路53将输入最经常值作为时钟频率误差输出。而且，输出电路53产生指示使用时钟频率误差的同步已实现的实现同步标志。
更具体地，输出电路53通过状态机75控制始终频率误差和获得同步标志的输出，该状态机包括3个状态等待状态St1，异步状态St2和同步状态St3如图22所示。
下面将参考图22描述状态机75。
当重置时，状态机75第一次移动到状态St1。在等待状态St1上，状态机75将不输出任何始终频率误差和获得同步标志。当重置后过去1×Tx的时间，状态机75从等待状态St1转移到异步状态St2。这里值得注意的是1×Tx的时间意味着在状态机75重置后直到梯度检测电路51输出至少一个有效梯度S的时间间隔。即在重置后，状态机75停留在等待状态St1上一段时间，这段时间是不同多个梯度S被检测的检测周期T中最短的一段时间。在最短时期的流逝后，使状态机75转移到异步状态St2。
在异步和同步状态St2和St3中，状态机75监控提供的最经常值一个和另一个之间如何不同，以判断直方图是(即使用时钟频率误差的同步已经获得)否(即仍没有使用时钟频率误差的同步已经获得)充分地收敛和稳定。
如果在异步状态St2，在每个Tx时刻连续提供的j个最经常值都是相同的(j是自然数，例如100)，使状态机75由异步状态St2转移到同步状态St3。即，当直方图产生电路52连续提供同样的最经常值，可以确定直方图是稳定的。
另外，如果在同步状态St3，在每个Tx时刻连续提供的k个最经常值互不相同(k是自然数，例如10)，使状态机75由同步状态St3转移到异步状态St2。即，当直方图产生电路52连续产生不同值，可以确定直方图是不稳定的。
在等待和异步状态St1和St2，状态机75不提供时钟频率误差和获得同步标志。只有在同步状态St3，状态机75将提供时钟频率误差和获得同步标志。
在前文描述中，本发明已参照其某些优选的实施例作为例子并参考附图而被详细描述了。然而，本领域普通技术人员应当明白本发明并不仅限于这些实施例而可以在不偏离在所附的权利要求中论述和定义的其范围和精神的前提下以不同方式修改，以多种其他形式可选地构建或体现。
权利要求
1.一种OFDM解调器，用于解调正交频分复用(OFDM)信号，该正交频分复用信号的发射单元是发射码元，该发射码元包括通过对信息序列进行时分并将此信息调制到多个子载波上而产生的有效码元和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用于通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样后的OFDM信号转换成数字数据；码元边界测量电路，用于通过采样时钟测量指示OFDM信号的发射码元间边界的值；多个变化速率计算电路，其中每个变化速率计算电路计算测得值的时变速率；以及时钟频率误差计算电路，用于计算时钟频率误差，该误差是OFDM信号的发射时钟和采样时钟之间的差，变化速率计算电路具有为计算时间变化速率而设置的各自的时间间隔，并且在时间间隔上互相不相同；以及时钟频率误差计算电路，分别基于来自变化速率计算电路的多个时变速率来计算时钟频率误差。
2.根据权利要求1所述的OFDM解调器，其中码元边界测量电路计算延迟OFDM信号一段有效码元周期后产生的信号和OFDM信号本身之间的相关，并计算指示OFDM信号发射码元边界的测量值。
3.根据权利要求2所述的OFDM解调器，还包括用于产生与OFDM信号异步的采样时钟的时钟产生电路，该码元边界测量电路包括自由振荡计数器，该自由振荡计数器对采样时钟计数，以使计数在一个码元周期内以每个采样数目循环重复，并且作为测量值输出在峰值定时的自由振荡计数器的计数。
4.根据权利要求2所述的OFDM解调器，其中码元边界测量电路累加为多个发射码元确定的相关值并基于累加的相关来检测峰值定时。
5.根据权利要求1所述的OFDM解调器，其中每个变化速率计算电路在提供第一测量值后直到设置的时间间隔过去的一段期间，都暂停时变速率的输出。
6.一种OFDM解调器，用于解调正交频分复用(OFDM)信号，该正交频分复用信号的发射单位是发射码元，该发射码元包括通过对信息序列进行时域划分并调制信息到多个子载波而产生的有效信号和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用于通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样后的OFDM信号转换成数字数据；码元边界测量电路，用于通过采样时钟测量指示OFDM信号的发射码元间边界的值；变化速率计算电路，用于计算测得值在每M个发射码元(M为自然数)上的时变速率；直方图产生电路，被提供以在每M个发射码元上的时变速率，将时变速率分类，并产生每个类中时变速率检测的频率的直方图；以及时钟频率误差计算电路，用于计算时钟频率误差，该时钟频率误差是OFDM信号的发射时钟和基于直方图的采样时钟之间的差。
7.根据权利要求6所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路基于直方图的最经常值来计算时钟频率误差。
8.根据权利要求6所述的OFDM解调器，其中直方图产生电路累加在每M个发送码元上计算出的时变速率的检测频率到直方图上。
9.根据权利要求8所述的OFDM解调器，其中当直方图中最经常值的频率超过预定门限时，直方图产生电路标准化直方图。
10.根据权利要求9所述的OFDM解调器，其中当直方图中最经常值的频率超过预定门限时，直方图产生电路会通过从直方图的每个类的频率中减去恒定值来标准化直方图。
11.根据权利要求10所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路基于直方图中的最经常值来计算时钟频率误差。
12.根据权利要求6所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路平均或累加直方图的类的频率，包括有关每个类的预定数目的类的频率，并且基于其类频率已经这样被平均或者累加在一起的直方图来计算时钟频率误差。
13.根据权利要求6所述的OFDM解调器，其中为了通过增加包括计算出的时变速率的类频率产生直方图，直方图产生电路将频率加到包括时变速率的类中，并将相等的频率加到关于包括时变速率的每个类的预定数目的类中。
14.根据权利要求6所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路包括状态机，该状态机检查在每M个发射码元上直方图的最经常值，以基于确定的结果来判断时钟频率误差输出是否稳定，状态机判断前一个最经常值是否与当前值相一致，在时钟频率误差输出不稳定的情况下，当确定出前一个最经常值与当前值连续j次(j是自然数)一致时，就转移到稳定状态，而在时钟频率值输出稳定的情况下，当确定前一个最经常值与当前值连续k次(k是自然数)一致时，就转移到不稳定状态。
15.根据权利要求14所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路输出时钟频率误差，还输出指示时钟频率误差输出是否稳定的标志。
16.一种OFDM解调器，用于解调正交频分复用(OFDM)信号，该正交频分复用信号的发射单位是发射码元，该发射码元包括通过对信息序列进行时分并调制信息到多个子载波而产生的有效码元和通过复制一部分有效码元的信号波形而产生的保护间隔，该OFDM解调器设备包括模/数转换电路，用于通过预定频率的采样时钟对OFDM信号采样，并将采样后的OFDM信号转换成数字数据；码元边界测量电路，用于通过采样时钟测量指示OFDM信号发射码元之间的边界的值；多个变化速率计算电路，其中每个变化速率计算电路计算被测值在每M个发射码元(M为自然数)上的时变速率；直方图产生电路，用于分类时变速率并产生每个类的时变速率的检测频率的直方图；以及时钟频率误差计算电路，用于计算时钟频率误差，该时钟频率误差是OFDM信号的发射时钟和基于直方图的采样时钟之间的差，时变速率计算电路，计算时间间隔，该时间间隔以单位设置，该单位是变化速率计算电路中的M个码元的数目中的多个，且彼此互不相同；以及直方图产生电路被提供以在为变化速率计算电路而设置的每个时间间隔上的来自多个变化速率计算电路的时变速率，分类提供的时变速率并产生指示每个类的时变速率的检测频率的直方图。
17.根据权利要求16所述的OFDM解调器，其中在直方图产生电路中，参考直方图相应地被设置到每个变化速率计算电路的时间间隔，直方图产生电路当从变化速率计算电路中的任一个提供了时变速率时，选择其中一个相应于该变化速率计算电路的参考直方图，转换选出的参考直方图以使时变速率提供最经常值，并将转换后的参考直方图加到直方图中。
18.根据权利要求17所述的OFDM解调器，其中被相应地设置到每个变化速率计算电路的参考直方图具有其可变范围，该可变范围相应延长到相应的变化速率计算电路的时间间隔，各范围互不相同，并且通过参考直方图的频率和是一样的。
19.根据权利要求18所述的OFDM解调器，其中在被相应地设置到变化速率计算电路的每个参考直方图中，最经常值与中值一致，上层类的频率与下层类的频率一致，并且上层类和下层类的频率都低于最经常值的频率。
20.根据权利要求16所述的OFDM解调器，其中码元边界测量电路计算由延迟OFDM信号一段有效的码元周期后产生的信号与OFDM信号本身之间的相关，并基于相关的峰值定时来计算指示OFDM信号发射码元的边界的测量值。
21.根据权利要求20所述的OFDM解调器，还包括时钟产生电路，用于产生与OFDM信号异步的采样时钟，码元边界测量电路包含自由振荡计数器，该自由振荡计数器对采样时钟计数，以使计数在一个码元周期内以每个采样数目循环重复，码元边界测量电路并在峰值定时将自由振荡计数器的计数作为测量值输出。
22.根据权利要求20所述的OFDM解调器，其中码元边界测量电路累加为多个发射码元确定的相关值，并基于累加的相关检测峰值定时。
23.根据权利要求16所述的OFDM解调器，其中每个变化速率计算电路在提供第一测量值后直到设置的时间间隔过去的一段期间，暂停时变速率的输出。
24.根据权利要求16所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路基于直方图的最经常值来计算时钟频率误差。
25.根据权利要求17所述的OFDM解调器，其中直方图产生电路将每M个发射码元上计算出的时变速率的检测频率累加到直方图上。
26.根据权利要求25所述的OFDM解调器，其中当直方图中最经常值的频率超过预定的门限时，直方图产生电路标准化直方图。
27.根据权利要求26所述的OFDM解调器，其中当直方图中最经常值的频率超过预定的门限时，直方图产生电路通过从直方图中每个类的频率中减去恒定值来标准化直方图。
28.根据权利要求27所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路基于直方图的最经常值来计算时钟频率误差。
29.根据权利要求17所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路平均直方图的类的频率，包括有关每个类的预定数目的类的频率，并基于其类频率已经被这样平均的直方图来计算时钟频率误差。
30.根据权利要求17所述的OFDM解调器，其中直方图产生电路平均参考直方图的类的频率，包括关于每个这样的类的预定数目的类的频率，然后直方图产生电路将该平均频率加到直方图上。
31.根据权利要求16所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路包含状态机，该状态机检查在每M个发射码元上直方图的最经常值，以基于确定结果来判断时钟频率误差输出是否稳定，状态机判断前一个最经常值是否与当前值一致，在时钟频率误差输出不稳定的情况下，当确定出前一个最经常值与当前值连续j次(j是自然数)一致时，就转移到稳定状态，而在时钟频率值输出稳定的情况下，当确定出前一个最经常值与当前值连续k次(k是自然数)一致时，就转移到不稳定状态。
32.根据权利要求31所述的OFDM解调器，其中时钟频率误差计算电路输出时钟频率误差，还输出指示时钟频率误差输出是否稳定的标志。
全文摘要
一种OFDM接收设备(1)，它包括时钟频率误差计算电路(41)，用于计算接收信号时钟与接收设备中的工作时钟之间的时钟频率差；以及保护相关/峰值检测电路(12)，用于计算保护间隔的自相关并检测相关信号的峰值定时。保护相关/峰值检测电路具有自由振荡计数器，并在峰值定时输出自由振荡计数器的值到时钟频率误差计算电路(41)。时钟频率误差计算电路(41)使用在不同测量间隔设置的多个时变速率检测电路以计算输入计数值的时变速率。时钟频率误差计算电路(41)创建时变速率的直方图并从直方图中计算出时钟频率误差。
文档编号H04L27/14GK1692587SQ20038010028
公开日2005年11月2日 申请日期2003年12月18日 优先权日2002年12月27日
发明者矢岛笃, 舟本一久, 池田康成 申请人:索尼株式会社