专利名称：Ofdm解调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于解调OFDM(正交频分复用)调制信号的解调器。
本申请要求2002年12月27日申请的日本专利申请No.2002-382214的优先权，该专利申请整体作为参考包含于此背景技术对于数字信号的传输来说，存在一种称为“OFDM”(正交频分复用)的调制技术。OFDM技术是通过把传输频带分成许多正交子载波，并利用移相键控(PSK)和正交调幅，把数据分配给每个子载波的幅度和相位，以数字方式调制数据以便传输的技术。
OFDM技术的特征在于由于传输频带被分成许多子载波，从而每个子载波的频带更窄，调制率更低，而传输速率和常规调制技术中的传输速率没有多大不同。OFDM技术的特征还在于由于并行传送许多子载波，因此符号率较低，并且相对于符号的时间长度，多路径的时间长度可被减小，从而OFDM技术不易受多路径衰减影响。
另外，OFDM技术的特征在于由于数据被分配给多个子载波，从而可用反向快速傅里叶变换(IFFT)计算电路形成发射/接收电路，以便调制数据，同时它可由快速傅里叶变换(FFT)计算电路形成，以便对调制数据解调。
由于上述特征，OFDM技术经常被应用于受多路径衰减严重影响的数字地面广播。对采用OFDM技术的数字地面广播，采用数字视频广播-地面(DVB-T)标准，综合业务数字广播-地面(ISDB-T)标准等。
如图1中所示，OFDM技术中使用的传输符号(下面称为“OFDM符号”)由作为信号持续时间(在信号持续时间内，实现IFFT，以便传输数据)的有效符号，和作为有效符号尾部的波形的副本的保护间隔形成。保护间隔设置在OFDM信号的前导部分。由于这种保护间隔的缘故，OFDM技术允许多路径导致的符号间衰减，改善多路径阻抗。
在ISDB-TSB标准(日本采用的数字地面广播用广播标准)的模式3中，有效符号包括彼此之间间隔125/126kHz(≈0.992kHz)的512个子载波。另外在ISDB-TSB标准的模式3中，传输数据被调制到有效符号中的512个子载波中的433个子载波上。此外在ISDB-TSB标准的模式3中，保护间隔的时间长度为有效符号的时间长度的1/4、1/8、1/16或1/32。
下面将举例说明常规的OFDM接收器。
图2以方框图的形式，图解说明常规的OFDM接收器。
如图2中所示，常规的OFDM接收器100包括天线101，调谐器102，带通滤波器(BPF)103，A-D转换电路104，DC消除电路105，数字正交解调电路106，FFT计算电路107，帧抽取电路108，同步电路109，载波解调电路110，频率解交织电路111，时间解交织电路112，去映射电路113，位解交织电路114，去删截电路115，维特比电路116，字节解交织电路117，扩展信号消除电路118，传输流发生电路119，RS解码电路120，传输控制信息解码电路121，和信道选择电路122。
从广播站发送的传输波由OFDM接收器100的天线101接收，并以RF信号的形式被提供给调谐器102。
由乘法器102a和本地振荡器102b组成的调谐器102把天线101接收的RF信号变频成IF信号，IF信号被提供给BPF 103。对应于从信道选择电路122供给的信道选择频率，改变本地振荡器102b产生的接收载波信号的振荡频率。
来自调谐器102的IF信号由BPF 103滤波，随后由A-D转换电路104数字化。这样产生的数字IF信号使其DC分量由DC消除电路105消除，并被提供给数字正交解调电路106。
数字正交解调电路106利用预定频率(载波频率)的载波信号，对数字IF信号进行正交解调，从而形成基带OFDM信号。基带OFDM信号的正交解调提供由实轴分量(I-信道信号)和虚轴信号(Q-信道信号)组成的复数信号。来自数字正交解调电路106的基带OFDM信号被提供给FFT计算电路107和同步电路109。
FFT计算电路107实现基带OFDM信号的FFT计算，抽取正交调制到每个子载波上的信号，并把所述信号提供为输出。
FFT计算电路107从一个OFDM符号抽取具有有效符号长度的信号，并实现抽取信号的FFT计算。更具体地说，FFT计算电路107从一个OFDM符号中除去具有保护间隔长度的信号，并实现剩余OFDM符号的FFT计算。如果信号抽取点是连续的，那么可从一个OFDM符号中的任意位置抽取用于FFT计算的信号。即，将在如图1中所示的从OFDM符号的前导边界(图1中用附图标记A表示)到保护间隔的终点(图1中用附图标记B表示)的范围中的任意位置开始信号抽取。
FFT计算电路107抽取的已被调制到每个子载波上的信号是由实轴分量(I-信道信号)和虚轴信号(Q-信道信号)组成的复数信号。FFT计算电路107抽取的信号被提供给帧抽取电路108，同步电路109和载波解调电路110。
根据FFT计算电路107解调的信号，帧抽取电路108抽取OFDM传输帧的边界，同时解调包括在OFDM传输帧中的引导信号，例如CP、SP等，和诸如TMCC、TPS之类的传输控制信息，并把解调的引导信号和传输控制信号传送给同步电路109和传输控制信息解调电路121。
通过利用基带OFDM信号，经过FFT计算电路107解调之后，调制到子载波上的信号，帧抽取电路108检测到的诸如CP、SP之类引导信号，和从信道选择电路122供给的信道选择信号，同步电路109计算OFDM符号的边界，并为FFT计算电路107设置FFT计算开始定时。
载波解调电路110被供给从来自FFT计算电路107的子载波输出解调的信号，并实现供给信号的载波解调。例如，对于基于ISDB-TSB的OFDM信号的解调来说，载波解调电路110将借助DQPSK技术实现信号的差分解调，或者借助QPSK、16QAM或64QAM技术实现信号的同步解调。
载波解调信号经历频率解交织电路111的频率方向解交织，时间解交织电路112的时间方向解交织，并被提供给去映射电路113。
去映射电路113实现载波解调信号(复数信号)的去映射，从而恢复传输数据序列。例如，对于基于ISDB-TSB的OFDM信号的解调来说，去映射电路113将实现和QPSK、16QAM或64QAM技术对应的去映射。
通过经过位解交织电路114，去删截电路115，维特比电路116，字节解交织电路117和扩展信号消除电路118，从去映射电路113输出的传输数据序列经历和关于多重取值符号误差的分布的位解交织对应的解交织，减少传输位的去删截，译解卷积编码位串的维特比解码，字节解交织，和对应于能量扩展的能量去扩展，这样处理后的传输数据序列被提供给传输流发生电路119。
传输流发生电路119把每种广播技术定义的数据，例如空分组插入数据流中的预定位置。另外，传输流发生电路119“平滑”间歇供给的数据流中的位空间，从而提供时间上连续的流。这样平滑后的传输数据序列被提供给RS解码电路120。
RS解码电路120实现供给的传输数据序列的里德-所罗门解码，并把解码后的传输数据序列提供为在MPEG-2系统中定义的传输流。
传输控制信息解码电路121译解已被调制到OFDM传输帧中的预定位置的传输控制信息，例如TMCC或TPS。解码的传输控制信息被提供给载波解调电路110，时间解交织电路112，去映射电路113，位解交织电路114和传输流发生电路119，并被用于控制在这些电路中实现的解调，再现等。
这里注意对于OFDM信号的解调来说，必须正确检测OFDM符号的边界，并与边界位置同步地实现FFT计算。为实现OFDM符号的同步的OFDM符号的边界位置的正确检测被称为“符号同步”。
OFDM符号的边界位置并不总是与接收器的工作时钟一致。只能以接收器的工作时钟为单位，控制FFT计算的开始定时。于是，即使在OFDM符号彼此同步的情况下，准确地计算了边界位置，FFT计算也会导致其精度小于OFDM信号的工作时钟的周期的误差，如图3中所示。
通过借助诸如PLL之类时钟再现电路，使工作时钟同步，能够消除小于工作时钟周期的误差。但是，在接收的OFDM信号的其中不进行任何操作时钟PLL的接收器中，误差的消除非常复杂。为了消除小于操作时钟周期的误差，已提出计算引导信号的相位旋转，但是这会导致较慢的同步引入，以及复杂的电路。
发明内容
因此，本发明的目的是通过提供一种结构简单的OFDM解调器，克服现有技术的上述缺陷，所述OFDM解调器能够高速，高度精确地校正傅里叶变换的抽取位置和接收传输的边界位置之间，小于工作时钟周期的差值。
通过提供一种解调正交频分复用(OFDM)信号的OFDM解调器，能够实现上述目的，所述OFDM信号的传输单位是传输符号，传输符号包括通过实现信息序列的时分，并把信息调制到多个子载波中而产生的有效符号，和通过复制一部分有效符号的信号波形而产生的保护间隔，根据本发明，该设备包括根据参考时钟，产生参考时间的参考时间发生电路；通过抽取和以参考时钟采样的OFDM信号的有效符号的子载波的数目对应的信号区，并实现抽取的信号区的傅里叶变换，抽取调制在传输符号的每个子载波中的复数信号的傅里叶变换电路；检测OFDM信号的保护间隔部分的自相关性达到其峰值的定时，并产生与参考时间同步的定时(峰值时间)的保护相关峰值时间检测电路；根据峰值时间，估计符号边界时间的符号边界时间估计电路，符号边界时间是与参考时间同步的传输符号的边界时间；根据由参考时钟周期的精度表示的符号边界时间，控制傅里叶变换电路抽取信号处的定时位置的定时控制电路；和根据由小于参考时钟周期的精度表示的符号边界时间，计算相位校正量，并根据计算的相位校正量，实现调制到每个子载波中的，并由傅里叶变换电路抽取的复数信号的相位校正的相位校正电路。
根据本发明的上述OFDM解调器结构非常简单，不使用诸如PLL之类的任意时钟再现电路和利用引导信号的相位旋转检测电路，并且能够以较高的引入(pull-in)速度和较高的精度，校正傅里叶变换用抽取位置和接收的传输符号的边界位置之间，其精度小于工作时钟周期的差值。
结合附图，根据实现本发明的最佳方式的下述详细说明，本发明的这些目的和其它目的，特征和优点将变得显而易见。
图1说明在OFDM技术中使用的传输符号。
图2是常规的OFDM接收器的方框图。
图3说明表示FFT计算的开始位置的开始标记自OFDM符号边界位置的位置偏移。
图4是作为本发明一个实施例的OFDM接收器的方框图。
图5表示FFT计算电路的结构。
图6是保护相关/峰值检测电路的方框图。
图7是保护相关/峰值检测电路中每个信号的定时图。
图8是定时同步电路的方框图。
图9是符号边界计算电路的方框图。
图10是包括在符号边界计算电路中的相位比较电路的电路图。
图11是包括在符号边界计算电路中的限制器的电路图。
图12是包括在符号边界计算电路中的非对称增益电路的电路图。
图13是包括在符号边界计算电路中的低通滤波器的电路图。
图14是包括在定时同步电路中的时钟频率误差计算电路的电路图。
图15是包括在符号边界计算电路中的相位发生电路的电路图。
图16是符号边界校正电路和开始标记发生电路的电路图。
图17表示子载波编号。
具体实施例方式
下面关于作为本发明一个实施例的OFDM接收器，详细说明本发明。
OFDM接收器的概述图4是作为本发明一个实施例的OFDM接收器的方框图。
如图4中所示，作为本发明实施例的OFDM接收器1包括天线2，调谐器3，带通滤波器(BPF)4，A-D转换电路5，时钟发生电路6，DC消除电路7，数字正交解调电路8，载频纠错电路9，FFT计算电路10，相位校正电路11，保护相关/峰值检测电路12，定时同步电路13，窄带载波误差计算电路14，宽带载波误差计算电路15，加法电路16，数控振荡(NCO)电路17，帧同步电路18，均衡电路19，去映射电路20，传输信道解码电路21，和传输控制信息解码电路22。
来自广播站的数字广播电波由OFDM接收器1的天线2接收，并以RF信号的形式被提供给调谐器3。
天线2接收的RF信号由包括乘法器3a和本地振荡器3b的调谐器3变频成IF信号，并被提供给BPF 4。从调谐器3输出的IF信号由BPF 4滤波，随后被提供给A-D转换电路5。
A-D转换电路5利用从时钟发生电路6供给的时钟对IF信号采样，并数字化IF信号。这样由A-D转换电路5数字化的IF信号被提供给DC消除电路7，在DC消除电路7，数字化的IF信号将使其DC分量被消除，信号被提供给数字正交解调电路8。数字正交解调电路8利用预定载频的两相载波信号，实现数字IF信号的正交解调，并提供基带OFDM信号作为输出。从数字正交解调电路8输出的OFDM时域信号被提供给载频纠错电路9。
注意对于数字正交解调，数字正交解调电路8需要具有Sin分量和Cos分量的两相信号作为载波信号。因此，在OFDM接收器1中，使提供给A-D转换电路5的采样时钟的频率比IF信号的中心频率f1F大四倍，以便产生供给数字正交解调电路8的两相载波信号。
另外，在OFDM接收器1中，在完成数字正交解调之后，按照1/4，对4f1F时钟的数据序列下采样，使经历数字正交解调的有效符号的样本数等于子载波的数目(Nu)。即，经历数字正交解调的数据序列的时钟具有为1/子载波空间的频率。另外，数字正交解调之后的下采样率可为1/2，从而实现样本数为标准样本数两倍的FFT计算，在完成FFT计算之后，按照1/2，进一步对数据序列下采样。通过实现样本数为标准样本数两倍的FFT计算，借助FFT计算，能够抽取两倍宽频带中的信号，从而减小数字正交解调用低通滤波器的电路规模。应注意对于处理过采样数据序列的每个下游电路来说，已经历数字正解解调的有效符号的样本的数目(Nu)可以比子载波的数目大2n倍(n为自然数)。
时钟发生电路6向A-D转换电路5提供上述频率的时钟，并向OFDM接收器1的每个电路提供用于已经历数字正交解调的数据序列的操作时钟(频率等于提供给A-D转换电路5的频率的1/4的时钟，例如频率等于1/子载波空间的时钟)。
注意时钟发生电路6产生的操作时钟是不与接收的OFDM信号的传输时钟同步的自由运行时钟。即，来自时钟发生电路6的操作时钟自由运行，而不在频率和相位方面与PLL等的传输时钟同步。操作时钟能够自由运行，因为定时同步电路13检测OFDM信号传输时钟和操作时钟之间的频率误差，并借助在定时同步电路13的系统下游中产生的前馈，根据频率误差分量，消除频率误差。虽然在本OFDM接收器1中，时钟发生电路6产生如上所述的异步自由运行时钟，不过本发明还适用于能够借助反馈控制，改变操作时钟频率的设备。
另外，从数字正交解调电路8输出的基带OFDM信号是还未经历FFT计算的所谓时域信号。从而，下面将把还未进行FFT计算的基带信号称为“OFDM时域信号”。OFDM时域信号被正交解调，从而提供由实轴分量(I信道信号)和虚轴分量(Q信道信号)组成的复数信号。
载频纠错电路9实现从NCO 17输出的载频纠错信号和已经历数字正交解调的OFDM时域信号的复数乘法，从而校正OFDM时域信号的载频误差。其载频误差由载频纠错电路9校正的OFDM时域信号被提供给FFT计算电路10和保护相关/峰值检测电路12。
FFT计算电路10通过从一个OFDM符号抽取具有有效符号长度的信号，即，抽取由从一个OFDM符号的总共Ns个样本中除去保护间隔的Ng个样本产生的信号，实现有效符号的Nu个样本的FFT计算。从定时同步电路13向FFT计算电路10提供识别抽取范围的开始标记(FFT计算的开始定时)，在开始标记的定时，FFT计算电路10进行FFT计算。
如图5中所示，FFT计算电路10包括串并行转换电路25，保护间隔消除器26，FFT计算器27和并串行转换电路28。
串并行转换器25在从定时同步电路13供给的开始标记开始计数，抽取OFDM符号的Ns个样本的数据，并输出其一个字为Ns的并行数据。保护间隔消除器26允许其一个字为Ns个样本的并行数据的前Nu个数据通过，而不输出紧跟在该字之后的Ng个数据。FFT计算器27实现从保护间隔消除器26供给的有效符号的Nu个样本的数据的FFT计算。TTF计算器27向并串行转换器28供给Nu个子载波的数据。在串行化Nu个数据之后，并串行转换器28输出这Nu个数据。
通过从OFDM符号抽取有效符号中的样本数目的数据，并进行该数据的FFT计算，FFT计算电路10抽取已调制在一个OFDM符号中的子载波上的信号分量。
从FFT计算电路10输出的信号是已经历FFT计算的所谓频域信号。从而，下面把已进行FFT计算的信号称为“OFDM频域信号”。另外，类似于OFDM时域信号，从FFT计算电路10输出的OFDM频域信号是由实轴分量(I信道信号)和虚轴信号(Q-信道信号)组成的复数信号。OFDM频域信号被提供给相位校正电路11。
相位校正电路11依据从FFT计算的开始定时，OFDM符号的实际边界位置的偏移，校正将在OFDM频域信号中产生的相位旋转分量。相位校正电路11校正由于小于采样周期的精度而导致的相移。更具体地说，相位校正电路11通过实现从定时同步电路13供给的相位校正信号(复数信号)的复数乘法，校正从FFT计算电路10输出的PFDM频域信号的相位旋转。相位旋转被校正的OFDM频域信号被提供给宽带载波误差计算电路15，帧同步电路18，均衡电路19和传输控制信息解码电路22。
保护相关/峰值检测电路12被供给OFDM时域信号。保护相关/峰值检测电路12将确定供给的OFDM时域信号和被有效符号延迟的OFDM时域信号之间的相关值。这里应注意确定相关性的时间长度被设置成保护间隔时间的长度。从而，指示相关值的信号(下面称为“保护相关信号”)具有正好位于OFDM符号的边界位置的峰值。保护间隔/峰值检测电路12检测保护相关信号具有峰值的位置，并输出识别峰值位置的定时的数值(峰值定时值Np)。
峰值定时值Np从保护相关/峰值检测电路12被提供给定时同步电路13，峰值定时处的相关值的相位被提供给窄带载波误差计算电路14。
定时同步电路13根据通过过滤来自保护相关/峰值检测电路12的峰值定时值Np估计的OFDM符号的边界位置，确定FFT计算的开始定时。FFT计算开始定时作为开始标记被提供给FFT计算电路10。FFT计算电路10通过根据开始标记，从供给的OFDM时域信号抽取在FFT计算范围内的信号，实现FFT计算。另外，定时同步电路13计算由于估计的OFDM符号的边界位置和将开始FFT计算的定时之间的时滞而产生的相位旋转的数量，根据相位旋转的计算量，产生相位校正信号(复数信号)，并把相位校正信号提供给相位校正电路11。
窄带载波误差计算电路14根据OFDM符号的边界位置中的相关值的相位，计算窄带载频误差分量，所述窄带载频误差分量指示用于数字正交解调的中心频率的偏移的窄带分量。更具体地说，窄带载频误差分量是中心频率的偏移，其精度小于子载波的频率空间的±1/2。窄带载波误差计算电路14确定的窄带载频误差分量被提供给加法电路16。
宽带载波误差计算电路15根据来自相位校正电路11的OFDM频域信号，计算窄带载频误差分量，所述窄带载频误差分量指示用于数字正交解调的中心频率的偏移的宽带分量。宽带载频误差分量是中心频率的偏移，其精度为子载波频率空间。
宽带载波误差计算电路15确定的宽带载频误差分量被提供给加法电路16。
加法电路16把窄带载波误差计算电路14计算的窄带载频误差分量，和宽带载波误差计算电路15计算的宽带载频误差分量相加，从而计算从载频误差校正电路9供给的基带OFDM信号的中心频率的总偏移。加法电路16把计算的中心频率的总偏移输出为频率误差值。频率误差值从加法电路16被提供给NCO 17。
NCO 17是所谓的数控振荡器，产生其振荡频率对应于来自加法电路16的频率误差值被增大或减小的载频误差校正信号。当供给的频率误差值为正时，NCO 17增大载频误差校正信号的振荡频率，当供给的频率误差值为负时，NCO 17减小载频误差校正信号的振荡频率。NCO 17提供上述控制，从而产生当频率误差值为零时，其振荡频率变得稳定的载频误差校正信号。
帧同步电路18检测插入OFDM传输帧中的预定位置的同步字，从而检测OFDM传输帧的开始定时。帧同步电路18根据OFDM传输帧的开始定时，识别分配给每个OFDM符号的符号编号，并把符号编号提供给均衡电路19等。
均衡电路19实现OFDM频域信号的所谓均衡。均衡电路19根据从帧同步电路18供给的符号编号，检测插入OFDM频域信号中的称为“散布引导(SP)”的引导信号。均衡电路19均衡的OFDM频域信号被提供给去映射电路20。
对应于用于OFDM频域信号的解调技术，例如QPSK、16QAM或64QAM，去映射电路20实现均衡OFDM频域信号(复数信号)的数据去映射，从而恢复传输数据。传输数据从去映射电路20被提供给传输信道解码电路21。
对应于广播传输数据的广播方法，传输信道解码电路21实现供给的传输数据的传输信道解码。例如，传输信道解码电路21实现对应于时间方向交织的时间解交织，对应于频率方向交织的频率解交织，和位交织对应的，用于分布多取值符号误差的解交织，和收缩编码对应的，用于减少传输位的去删截，译解卷积编码位串的维特比解码，字节解交织，对应于能量扩展的能量去扩展，对应于RS(里德-所罗门)编码的纠错等。
经历上述传输信道解码的传输数据被输出，作为在MPEG-2系统中定义的传输流。
传输控制信息解码电路22译解在OFDM传输帧中的预定位置调制的传输控制信息，例如TMCC、TPS等。
保护相关/峰值检测电路下面，将举例说明保护相关/峰值检测电路12。
注意在下面的举例说明中，将使用常数Nu，Ng和Ns(自然数)。常数Nu是一个有效符号中的样本的数目。常数Ng是保护间隔中的样本的数目。例如，当保护间隔的长度为有效符号的长度的1/4时，Ng＝Nu/4。常数Ns是一个OFDM符号中的样本的数目。即，Ns＝Nu+Ng。
图6是保护相关/峰值检测电路12的方框图，图7是保护相关/峰值检测电路12中的各种信号的定时图。
如图6中所示，保护相关/峰值检测电路12包括延迟电路31，复共轭电路32，乘法电路33，移动和电路34，幅度计算电路35，角度转换电路36，自由运行计数器37，峰值检测电路38和输出电路39。
来自载频误差校正电路9的OFDM时域信号(参见图7A)被提供给延迟电路31和乘法电路33。延迟电路31是由Nu个寄存器组形成的移位寄存器，用于把输入的OFDM时域信号延迟有效符号时间。被延迟电路31延迟有效符号的OFDM时域信号(参见图7B)被提供给复共轭电路32。
复共轭电路32计算被延迟有效符号时间的OFDM时域信号的复共轭，并将其提供给乘法电路33。
乘法电路33在每个样本，把OFDM时域信号(参见图7A)和被延迟有效符号时间的OFDM时域信号(参见图7B)的复共轭相乘。乘法结果被提供给移动和电路34。
移动和电路34包括由Ng个寄存器组形成的移位寄存器，和一个计算寄存器中的数值之和的加法器。对于Ng个样本中的每个样本，移动和电路实现在每个样本顺序提供的乘法结果的移动和计算。移动和电路34将输出保护相关信号(参见图7C)，所述保护相关信号指示OFDM时域信号和被延迟有效符号(Nu个样本)的OFDM时域信号之间的相关性。来自移动和电路34的保护相关信号被提供给幅度计算电路35和角度转换电路36。
通过分别求保护相关信号的实数部分和虚数部分的平方，把平方数加起来，并计算加法结果的平方根，幅度计算电路35确定保护相关信号的幅度分量。保护相关信号的幅度分量被提供给峰值检测电路38。
通过实现保护相关信号的实数部分和虚数部分的Tan-1计算，角度转换电路36确定保护相关信号的相位分量。保护相关信号的相位分量被提供给峰值检测电路38。
自由运行计数器37计数操作时钟。自由运行计数器37的计数N在0～Ns-1的范围内被逐步加1，当其超过Ns-1时，将返回0(如图7D中所示)。即，自由运行计数器37是循环计数器，其周期是OFDM符号周期中的样本的数目(Ns)。自由运行计数器37的计数N被提供给峰值检测电路38。
峰值检测电路38检测在自由运行计数器37的一个周期(0～Ns-1)中，保护相关信号的幅度最高的点，并检测在该点的计数。当自由运行计数器37的计数转移到下一周期时，峰值检测电路38将检测保护相关信号具有高幅度的新点。峰值检测电路38检测的计数是表示保护相关信号达到其峰值的时间(峰值时间)的峰值定时Np。另外，峰值检测电路38检测在峰值时间，保护相关信号的相位分量，并把检测的相位分量提供给输出电路39。
在自由运行计数器37的计数N变成0的时候，输出电路39从峰值检测电路38获得计数，把所述计数保存在内部寄存器中，并把该计数设置成处于可被向外输出的状态(参见图7E)。保存在寄存器中的计数作为指示保护相关信号的峰值时间(峰值定时Np)的信息，被提供给位于下游的定时同步电路13。类似地，在自由运行计数器37的计数N变成0的时候，输出电路39从峰值检测电路38获得相位分量，把所述相位分量保存在内部寄存器中，并把相位分量设置成处于可被向外输出的状态。保存在寄存器中的相位分量被提供给位于下游的窄带载波误差计算电路14。
另外，自由运行计数器37发出当计数N变成0时，变成High的有效标记(参见图7F)。有效标记指示向下游电路发出峰值定时Np和相位值的时刻。
注意虽然保护相关/峰值检测电路12被构造成在每个OFDM符号产生峰值定时Np，不过它也可被构造成每M个OFDM符号(M为自然数)，而不是每个OFDM符号，产生峰值定时Np。但是，这种情况下，每M个OFDM符号只应一次把有效标记设置成High(1)。
定时同步电路下面，举例说明定时同步电路13。
定时同步电路13通过消除在多路径和衰减环境中导致的峰值定时Np的误差和波动，准确地使OFDM符号相互同步。
图8表示定时同步电路13的内部结构。
如图8中所示，定时同步电路13包括符号边界计算电路43，符号边界校正电路44和开始标记发生电路45。
每M个OFDM符号(M为自然数)，从保护相关/峰值检测电路12向定时同步电路13供给峰值定时Np。定时同步电路13中的每个电路使其操作在峰值定时的输入时刻(每M个OFDM符号)被控制。
符号边界计算电路43过滤每M个OFDM符号供给的峰值定时Np，并计算表示OFDM符号的边界位置的符号边界位置Nx。符号边界位置Nx由作为保护相关/峰值检测电路12中的自由运行计数器37的周期0～Ns的范围表示。但是，符号边界位置Nx具有小数点之后的精度，而自由运行计数器37和峰值定时Np的精度为整数。符号边界计算电路43计算输出(符号边界位置Nx)和输入(峰值定时Np)之间的相差，并根据相位误差分量过滤相差，以便稳定输出(符号边界位置Nx)。
符号边界位置Nx从符号边界计算电路43被提供给符号边界校正电路44。
符号边界校正电路44检测每M个符号供给的符号边界位置Nx的整数部分，并计算FFT定时的开始时间。计算的开始时间被提供给开始标记发生电路45。另外，符号边界校正电路44通过检测符号边界位置Nx的在小数点之后的部分，确定符号边界时间和FFT计算开始定时之间的时滞(其精度小于操作时钟周期)，并根据确定的时滞，计算包括在已经历FFT计算的每个子载波中的信号分量的相位旋转。计算的相位旋转被转换成复数信号，并被提供给相位校正电路11。
开始标记发生电路45根据从符号边界校正电路44供给的开始时间，产生识别FFT计算的信号抽取定时(即，FFT计算开始定时)的开始标记。在每个OFDM符号产生该开始标记。应注意可在从供给的符号边界位置Nx延迟预定的余量时间的情况下，产生开始标记。但是，余量时间至少不应超过保护间隔的时间长度。通过如上所述在从供给的符号边界位置Nx延迟预定余量时间的情况下，产生开始标记，能够消除因检测作为幻象的在先符号边界而导致的符号间干扰。
符号边界计算电路下面举例说明符号边界计算电路43。
从保护相关/峰值检测电路12向符号边界计算电路43供给峰值定时Np，符号边界计算电路43通过根据峰值定时Np，实现DLL(延迟锁定环)滤波，估计符号边界位置Nx。
(峰值定时Np，和符号边界位置Nx)首先，说明峰值定时Np和符号边界位置Nx。
峰值定时Np表示保护相关/峰值检测电路12检测的保护相关信号的峰值位置，符号边界位置Nx表示接收的OFDM信号的OFDM符号的边界位置。
峰值定时Np和符号边界位置Nx分别采用在保护相关/峰值检测电路12中的自由运行计数器37计数的数值范围内的值。即，峰值定时Np和符号边界位置Nx的值均在0～Ns之内。由于峰值定时Np是来自自由运行计数器37的计数输出，因此它采取从0～Ns的，精度为整数的值。符号边界位置Nx是从0～Ns的值，其精度在小数点之后。
由于保护相关/峰值检测电路12中的自由运行计数器37自由计数OFDM接收器1的操作时钟，因此来自自由运行计数器37的计数可被看作OFDM接收器1的参考时间。另外，自由运行计数器37每个周期的的计数被设置成OFDM信号的一个符号中的样本的数目Ns(有效符号中的样本的数目Nu和保护间隔中的样本的数目Ng之和)。于是，峰值定时Np和符号边界位置Nx均代表与自由运行计数器37同步的时间。换句话说，它们代表和OFDM信号的符号周期相关的相位。
由于在OFDM接收器1中，在OFDM信号的一个符号中的样本数目Ns的范围内的值被用于产生峰值定时Np和符号边界位置Nx，因此能够容易地控制反复发生的符号边界位置的同步。
(符号边界计算电路的内部结构)下面，说明符号边界计算电路43的内部结构。
图9是符号边界计算电路43的电路图。
如图9中所示，符号边界计算电路43包括相位比较电路51，限制器52，非对称增益电路53，低通滤波器54，时钟误差校正电路55，相位发生电路56，第一寄存器58，第二寄存器59和第三寄存器60。
符号边界计算电路43被供给峰值定时Np和有效标记。与自由运行计数器37的循环定时同步，每M个符号(M为自然数)，有效标记变成High(1)。符号边界计算电路43计算每当有效标记变成High时的符号边界位置Nx。
(相位比较电路)图10是相位比较电路51的电路图。
相位比较电路51包括减法器51a和模数计算器51b。从保护相关/峰值检测电路12向相位比较电路51提供峰值定时Np，另外还借助反馈，从符号边界计算电路43向相位比较电路51提供符号边界位置Nx。在从保护相关/峰值检测电路12输出的峰值定时Np的输入定时之前的一个样本(即，在有效标记已变成High的最后定时)，从符号边界计算电路43输出提供给相位比较电路51的符号边界位置Nx。通过第一寄存器58，符号边界位置Nx被提供给相位比较电路5L减法器51a从峰值定时Np中减去符号边界位置Nx。模数计算器51b计算来自减法器51a的输出，确定每Ns(一个符号的样本的数目)的减法余数。即，模数计算器51b把来自减法器51a的输出除以Ns(一个符号的样本的数目)，从而得到除法余数。
在假定自由运行计数器37的计数被看作符号周期的情况下，如上所述构成的相位比较电路51计算当前估计的符号边界相位和当前的保护相关信号的峰值相位之间的差值Δθ。即，在假定自由运行计数器37的计数被看作参考时间的情况下，它计算当前估计的符号边界时间和当前的保护相关信号的峰值时间之间的差值。
相位比较电路51计算的相差Δθ被提供给限制器52。
(限制器)图11是限制器52的电路图。
限制器52被供给来自相位比较电路51的相差Δθ。限制器52包括比较上限TH1和相差Δθ的第一比较器52a，比较下限TH2和相差Δθ的第二比较器52b，和选择相差Δθ、上限值TH1和下限值TH2任意之一的选择器52c。上限TH1和下限TH2之间的量值关系是TH1＞TH2。
当相差Δθ小于上限TH1时，第一比较器52a输出Low(0)，或者当相差Δθ大于上限TH1时，第一比较器52a输出High(1)。当相差Δθ大于下限TH2时，第二比较器52b输出Low(0)，或者当相差Δθ小于下限TH2时，第二比较器52b输出High(1)。
当来自第一比较器52a的输出为Low(0)，以及来自第二比较器52b的输出为Low(0)时，选择器52c照原样输出来自相位比较电路51的相差Δθ。当来自第一比较器52a的输出为High(1)时，选择器52输出上限TH1，当来自第二比较器52b的输出为High(1)时，选择器52输出下限TH2。即，当供给的相差Δθ在上限TH1和下限TH2之间时，限制器52照原样输出相差Δθ。当供给的相差Δθ高于上限TH1时，限制器52用上限TH1对输出削波，或者当供给的相差Δθ低于下限TH2时，限制器52用下限TH2对输出削波。从而，限制器52把相差Δθ的水平限制在TH1＞TH2的范围内。
注意由于相差Δθ围绕“0”沿向正和向负的方向变化，因此限制器52把上限TH1设置成等于或大于0，把下限TH2设置成小于或等于0。
由于限制器52的缘故，符号边界计算电路43能够消除在衰减环境中导致的较大脉冲噪声，从而提高同步保持性能。
其水平受限制器52限制的相差Δθ被提供给非对称增益电路53。
(非对称增益电路)图12表示非对称增益电路53的电路图。
非对称增益电路53被供给从限制器52输出的，其水平已受限制的相差Δθ。非对称增益电路53包括确定相差Δθ的极性的比较器53a，把相差Δθ乘以第一增益Ga的第一乘法器53b，把相差Δθ乘以第二增益Gb的第二乘法器53c，和选择来自第一或第二乘法器53b或53c的输出的选择器53d。第一和第二增益Ga和Gb之间的量值关系为Ga＞Gb。
比较器53a比较相差Δθ和0，当相差Δθ＜0时，输出Low(0)，当相差Δθ＞0时，输出High(1)。当来自比较器53a的输出为Low(0)时，选择器53d选择并输出来自第一乘法器53b的输出(相差Δθ和Ga的乘积)，当来自比较器53a的输出为High(1)时，选择器53d选择并输出来自第二比较器53c的输出(相差Δθ和Gb的乘积)。
即，非对称增益电路53判断峰值定时Np是在符号边界位置Nx之前还是之后。当判断峰值定时Np早于符号边界位置Nx时，非对称增益电路53把相差乘以较小的增益(Gb)。当峰值定时Np迟于符号边界位置Nx时，非对称增益电路53把相差乘以较大的增益(Ga)。即，在由于多路径等的缘故，检测到多个峰值的情况下，非对称增益电路53将把相差Δθ乘以不同的增益，以便与时间上在先的信号(主电波)同步。
由非对称增益电路53乘以增益的相差Δθ被提供给低通滤波器54。
(低通滤波器)图13是低通滤波器54的电路图。
低通滤波器54被供给由非对称增益电路53乘以增益的相差Δθ，和来自保护相关/峰值检测电路12的有效标记。低通滤波器54包括启用寄存器54a，减法器54b，乘法器54c和加法器54d。
启用寄存器54a在其启用端口EN，被供给有效标记，在其输入端口D，被供给来自低通滤波器54的输出(平均相差AveΔθ)。减法器54b从来自非对称增益电路53的相差Δθ中减去来自寄存器54a的输出。即，减法器54b从一个样本前的定时(有效标记变成High的最后定时)供给的相差Δθ中，减去从低通滤波器54供给的输出(平均相差AveΔθ)，从而计算相差Δθ的余差。
乘法器54c把来自减法器54b的相差Δθ的余差乘以预定系数K。加法器54d把乘以预定系数K的余差和来自寄存器54a的输出加起来。加法器54d的输出是低通滤波器54的输出(平均相差AveΔθ)。
即，低通滤波器54是求供给的相差Δθ的平均数，并计算平均相差AveΔθ的IIR型低通滤波器。
低通滤波器54计算的平均相差AveΔθ被提供给时钟误差校正电路55。
(时钟误差校正电路)图14是时钟误差校正电路55的电路图。
时钟误差校正电路55被供给来自低通滤波器54的平均相差AveΔθ，和来自保护相关/峰值检测电路12的有效标记。
时钟误差校正电路55包括乘法器55a，寄存器55b，第一加法器55c和第二加法器55d。
乘法器55a把来自低通滤波器54的平均相差AveΔθ乘以预定系数K1。乘法器55a的输出代表从估定时钟频率误差中减去源于正被处理的特定符号的时钟频率误差，所得到的残余分量。可在系数K1被用作n个样本(n为关于其产生有效标记的符号的间隔)的样本数的倒数，即，作为1/(n×Ns)的情况下，计算时钟频率误差的残余分量。
寄存器55b保存当前估计的时钟频率误差。加法器55c把保存在寄存器55b中的当前估计的时钟频率误差，和来自乘法器55a的残余分量加起来，从而计算新的时钟频率误差。
第二加法器55d把来自第一加法器55c的时钟频率和来自低通滤波器54的平均相差AveΔθ相加。已把时钟频率误差加于其上的平均相差AveΔθ被提供给相位发生电路56。
时钟误差校正电路55通过如上所述，把时钟频率误差和平均相差AveΔθ相加，实现平均相差AveΔθ的时钟频率误差校正。从而，符号边界计算电路43能够在提高精度的情况下使符号同步。
注意寄存器55b是启用寄存器。寄存器55b在其启用端口EN被供给输入标记，在输入端口D被供给第一加法器55c的输出。于是，寄存器55b把来自第一加法器55c的估计的时钟频率误差保存为当前估计的时钟频率误差。通过累加时钟频率误差的残余分量，能够计算时钟频率误差。即，乘法器55a的输出被累加，当其变得稳定时，累加和被用作估计的时钟频率误差。
由于在符号边界计算电路43中设置的这种时钟误差校正电路55，当计算符号边界位置时，可利用时钟频率误差校正符号边界。从而，能够更快更准确地计算符号边界。
(相位发生电路)图15是相位发生电路56的电路图。
相位发生电路56被供给在来自时钟误差校正电路55的时钟频率误差分量被校正之后的平均相差AveΔθ，和来自保护相关/峰值检测电路12的有效标记。
相位发生电路56包括加法器56a和寄存器56b。
寄存器56b把当前的估计相位保存于其中。
加法器56a被供给来自时钟误差校正电路55的平均相差AveΔθ，和来自寄存器56b的当前的估计相位。加法器56a把平均相差AveΔθ和当前的估计相位相加，从而提供符号边界位置Nx。
相位发生电路56通过把当前的估计相位和平均相差AveΔθ相加，计算符号边界位置Nx。即，相位发生电路56通过把在从相位比较电路51到时钟误差校正电路55的路径上计算的相位误差分量和当前的估计相位相加，产生指示最终符号边界位置的输出相位(符号边界位置Nx)。应注意由于输出相位(符号边界位置Nx)代表自由运行计数器37产生的计数(0～Ns)的周期的相位，因此当计算的输出相位高于Ns或者低于0时，用自由运行计数器37的计数周期(Ns)对值进行模数计算。
注意寄存器56b是启用寄存器。寄存器56b在其启用端口EN被供给输入标记，在输入端口D被供给第一加法器56a的输出。于是，寄存器56b把来自第一加法器56a的估计输出保存为当前的估计相位。可通过累加估计相位的相位残余，计算当前的估计相位。即，加法器56a的输出被累加，当其变得稳定时，累加和被用作估计相位。
由于在符号边界计算电路43中设置的相位发生电路56，当计算符号边界位置时，利用当前的估计相位能够校正符号边界。从而，能够更快更准确地计算符号边界。
来自相位发生电路56的符号边界位置Nx被提供给第一和第二寄存器58和59。
(输出电路，和反馈电路)符号边界计算电路43的第一和第二寄存器58和59都是启用寄存器。
第一寄存器58在其启用部分EN被供给有效标记，在其输入端口D被供给来自相位发生电路56的输出(符号边界位置Nx)。第一寄存器58在其输出端口Q与相位比较电路51连接。于是，第一寄存器58把符号边界位置Nx延迟一个样本(一个有效符号)，并将其提供给相位比较电路51。
第二寄存器59在其启用端口EN被供给有效标记，在其输入端口D被供给来自相位发生电路56的输出(符号边界位置Nx)。第二寄存器59在其输出端口Q与符号边界校正电路44连接。于是，第二寄存器59把符号边界位置Nx延迟一个样本(一个有效符号)，并将其提供给符号边界校正电路44。
第三寄存器60是常规寄存器，它把到输入端口D的信号输入延迟一个时钟，并在输出端口Q输送被延迟的信号。第三寄存器60在其输入端口D被供给来自保护相关/峰值检测电路12的有效标记，并使其输出端口Q与符号边界校正电路44连接。于是，第三寄存器实现与符号边界位置Nx的定时同步，并向符号边界校正电路44提供有效标记。
符号边界校正电路下面举例说明符号边界校正电路44。
图16是边界校正电路44的方框图。
边界校正电路44被供给来自符号边界计算电路43的符号边界位置Nx。符号边界位置Nx的值在保护相关/峰值检测电路12中的自由运行计数器37的计数周期(0～Ns)之内。即，符号边界位置Nx是用与自由运行计数器37的周期相关的相位，代表PFDM信号的符号边界位置的值。换句话说，当假定参考时间由自由运行计数器37产生时，符号边界位置Nx是由自由运行计数器37产生的参考时间代表的值。
此外，符号边界位置Nx由前面提及的符号边界计算电路43过滤，以使其精度被表述成小于自由运行计数器37的操作时钟周期。即，符号边界位置Nx是从0～Ns的值，其精度包括小数点之后的值。
符号边界校正电路44用整数精度(这是操作时钟周期的精度)重写符号边界位置Nx，从而以操作时钟的精度计算符号边界位置。另外，符号边界校正电路44根据符号边界位置Nx的小数点之后的精度，计算指示FFT抽取定时和符号边界定时之间，精度小于操作时钟周期的差值的相位误差量值βm，并根据相位误差量值βm，产生提供给相位校正电路11的相位校正信号。
如下所述内部构成符号边界校正电路44。
如图16中所示，符号边界校正电路44包括整数舍入电路44a，减法器44b，相位校正量计算电路44c和复数转换电路44d。
整数舍入电路44a被供给符号边界计算电路43计算的符号边界位置Nx。整数舍入电路44a把供给的符号边界位置Nx四舍五入成操作时钟精度的值。即，它把符号边界位置Nx舍入成包括在范围0～Ns中的整数。例如，整数舍入电路44a实现整数舍入，例如把符号边界位置Nx下舍入成小数点之后的值，把符号边界位置Nx上舍入成小数点之后的值，或者相对于a value the decimal point，把符号边界位置Nx舍入为整数。整数舍入后的符号边界位置Nx被提供给减法器44b。另外，整数舍入后的符号边界位置Nx作为符号开始信息被提供给开始标记发生电路45。
减法器44b从来自符号边界计算电路43的符号边界位置Nx(表述到小数点之后的符号边界位置Nx)中，减去来自整数舍入电路44a的符号边界位置Nx(整数精度符号边界位置Nx)。减法器44b的输出是FFT抽取定时和符号边界定时之间，精度小于操作时钟周期的差值，即相位误差量值βm。来自减法器44b的相位误差量值βm被提供给相位校正量计算电路44c。
相位校正量计算电路44c被供给相位误差量值βm和每个子载波的子载波编号n。子载波编号n从帧同步电路18等提供。相位校正量计算电路44c根据相位误差量值βm，计算每个子载波的校正量θclk(n)，如下面的等式所示θclk(n)＝2πnβm/Nu这里n是子载波编号，Nu表示有效符号的数目(即，子载波的数目)。
图17表示OFDM信号的每个频率的子载波的排列，以及子载波编号。
如图17中所示，本实施例中，对于位于OFDM信号的中心频率的子载波，子载波编号n的取值为0。间隔频率Δf(Δf＝1/TT是有效符号长度)布置子载波，并向每个子载波分配一个编号。布置在比中心频率低的频率的子载波分别被赋予编号-1～-512，而布置在比中心频率高的频率的子载波分别被赋予编号1～511。子载波编号n具有和子载波的频率对应的值，如图17中所示。
另外，校正量不同于一个子载波，其原因在于由于相位校正量βm由FFT抽取定时和符号边界定时之间的延迟表示，从而，关于延迟时间发生的相位旋转因频率而异。
如上所述，相位校正量计算电路44c确定相位校正量θclk(n)，并将其提供给复数转换电路44d。
复数转换电路44d通过计算相位校正量θclk(n)的正弦和余弦，把供给的相位校正量θclk(n)转换成复数信号。复数转换电路44d把复数转换后的相位校正量(cos(θclk(n))和sin(θclk(n)))作为相位校正信号提供给相位校正电路11。
在被供给相位校正信号的情况下，相位校正电路11实现和来自FFT计算电路10的OFDM频域信号中的每个子载波对应的数据与来自复数转换电路44d的相位校正信号(cos(θclk(n))和sin(θclk(n)))的复数乘法。更具体地说，相位校正电路11实现如下所示的矩阵计算(Iout(n)Qout(n))=cosθclk(n)-sinθclk(n)sinθclk(n)cosθclk(n)(Iin(n)Qin(n))]]>这里Iin(n)和Qin(n)表示来自FFT计算电路10的子载波编号n的计算结果，Iin(n)表示实数部分，Qin(n)表示虚数部分，Iout(n)和Qout(n)表示来自相位校正电路11的子载波编号n的相位校正结果。Iout(n)表示实数分量，Qout(n)表示虚数分量。
从而，符号边界校正电路44具有非常简单的电路结构，并且能够精确地校正误差。此外，由于符号边界校正电路44利用还未进行FFT计算的保护相关/峰值信号，计算误差量，因此和通过反馈引导信号等实现校正的情况相比，能够很快引入同步。
开始标记发生电路开始标记发生电路45被供给从符号边界校正电路44，每M个符号供给的符号开始信息(整数舍入符号边界位置Nx)，并产生表示FFT计算的信号抽取定时(即，FFT计算开始定时)的开始标记。在每个OFDM符号产生一个开始标记。
如图16中所示，开始标记发生电路45包括计数器45a，寄存器45b和比较器45c。
计数器45a是与保护相关/峰值检测电路12中的自由运行计数器37同步工作的相同同步计数器。即，计数器45a计数值0～Ns。此外，计数器45a根据自由运行计数器37中的计数，得到在前述符号边界计算电路43中被延迟延迟时间的相位。
每次宣称有效标记时(定时“1”)，寄存器45b保存来自符号边界校正电路44的符号开始信息(整数舍入符号边界位置Nx)。
比较器45c比较来自计数器45a的计数和保存在寄存器45b中的符号开始信息，以便产生当所述计数和符号开始信息一致时变成High(1)的开始标记。
比较器45c产生的开始标记被提供给FFT计算电路10。当开始标记变成High(1)时，FFT计算电路10使供给的串行数据序列并行化，以便抽取用于FFT计算的Nu块数据。
如上所述，开始标记发生电路45把由符号边界计算电路43计算的符号边界位置Nx指示的定时，转换成与供给FFT计算电路10的串行数据序列同步的开始标记，并将其提供给FFT计算电路10。
注意，虽然根据本实施例，计数器45a被设置在开始标记发生电路45中，不过可借助延迟调整自由运行计数器37的计数，并将其提供给比较器45c。
另外，与自由运行计数器37的计数相关的计数器45a的延迟可以是由向符号边界计算电路43的处理延迟增加余量，以调整FFT计算的抽取范围而产生的值，以致源于在先幻象(ghost)的符号间干扰将被消除。
前面，参考附图，关于本发明的某些优选实施例，详细说明了本发明。但是，本领域的普通技术人员应明白本发明并不局限于这些实施例，相反在不脱离附加权利要求限定的本发明的范围和精神的情况下，可按照各种方式修改本发明，以各种其它形式构成或体现本发明。
权利要求
1.一种用于解调正交频分复用(OFDM)信号的OFDM解调器，所述OFDM信号的传输单位是传输符号，所述传输符号包括通过对信息序列进行时分，且将所述信息调制到多个子载波中而产生的有效符号，以及过复制一部分所述有效符号的信号波形而产生的保护间隔，所述设备包括参考时间发生电路，用于根据参考时钟而产生参考时间；傅里叶变换电路，用于通过抽取与利用所述参考时钟所采样的OFDM信号的有效符号的子载波数目相对应的信号区，并对所抽取的信号区进行傅里叶变换，来抽取被调制在传输符号的每个子载波中的复数信号；保护相关峰值时间检测电路，用于检测OFDM信号的保护间隔部分的自相关性达到其峰值的定时，并产生与参考时间同步的定时(峰值时间)；符号边界时间估计电路，用于根据峰值时间而估计符号边界时间，其中所述符号边界时间是与参考时间同步的传输符号的边界时间；定时控制电路，用于根据由参考时钟周期的精度表示的符号边界时间，来控制所述傅里叶变换电路抽取信号时的定时位置；和相位校正电路，用于根据由小于所述参考时钟周期的精度所表示的符号边界时间来计算相位校正量，并根据所计算的相位校正量，对调制到每个子载波中的、且由所述傅里叶变换电路所抽取的复数信号进行相位校正。
2.按照权利要求1所述的设备，其中所述定时控制电路按照参考时钟精度来舍入符号边界时间，并根据所舍入的符号边界时间，控制所述傅里叶变换电路的信号区的抽取定时位置；所述相位校正电路计算所述符号边界时间估计电路所估计的符号边界时间和所述定时控制电路所舍入的符号边界时间之间的差值，并根据所计算的时间差值，计算相位校正量。
3.按照权利要求1所述的设备，其中对应于由小于工作时钟周期的精度所代表的符号边界时间，以及所述相位校正的复数信号被调制到其中的子载波的频率，所述相位校正电路计算每个子载波的相位校正量。
全文摘要
提供一种OFDM解调器，它包括FFT电路(10)、相位校正电路(11)和定时同步电路(13)。定时同步电路(13)包括通过过滤保护间隔的相关性峰值，估计符号边界位置Nx的符号边界计算电路(43)，根据符号边界位置Nx，计算时钟－相位误差的符号边界校正电路(44)，和产生用于FFT计算的开始标记的开始标记产生电路(45)。符号边界校正电路(44)只从符号边界位置Nx中抽取其精度小于参考时钟的周期的值，并根据所述值产生用于每个子载波的相位校正信号。相位校正电路(11)实现FFT计算的信号和相位校正信号的复数乘法，从而校正时钟－相位误差。
文档编号H04L27/00GK1692589SQ20038010034
公开日2005年11月2日 申请日期2003年12月18日 优先权日2002年12月27日
发明者冈田隆宏, 池田保 申请人:索尼株式会社