专利名称：发送电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线发送高频信号的发送电路。
背景技术：
一般地，在伴随振幅调制的调制信号中，尤其是在QAM(正交振幅调制)等的多值调制中，在用于向天线发送功率的发送电路中配置的高频功率放大器中需要线性动作。因此，作为高频功率放大器的动作级，使用A级或AB级等。
但是，随着通信的宽带化，开始利用使用OFDM(正交频分多路复用)等副载波的通信方式，原来的A级、AB级的高频功率放大器中不能期待高效率。即，OFDM中，由于子载波的重叠，瞬间全部随即生成大功率，平均功率与其瞬间最大功率的比PAPR(峰值功率对平均功率比)大。因此，为了大于平均功率的峰值功率也线性放大，需要一直保持大的直流功率。A级动作中效率最大仅为50％，尤其是OFDM情况下，由于PAPR大，对于输出峰值功率以外的时间，通过补偿峰值功率的峰值电压和补偿瞬时功率的瞬时电压之差与电流相乘产生的直流功率几乎都变为热而散发掉。其结果是电源效率大大降低了。
因此，在例如使用电池作为电源的便携型无线机中，可连续使用的时间缩短，实用上出现问题。
为解决这个问题，提出一种作为康氏(Kahn)方法已知的原来的EER(包络消除和恢复)法(例如参考专利文献1)。
图8是表示原来已知的EER法的示意的方框电路图。该图中，调制信号生成电路401生成的OFDM波(调制信号)经调制信号布线410输入作为调制信号监测单元的检波电路402中。并且，通过检波电路402分为OFDM波的相位成分和振幅成分来检测出。具体说，调制信号生成电路401生成的OFDM波的I，Q的矢量波分为其振幅成分√(I2+Q2)和相位成分tan-1(Q/I)检测出。然后，相位成分(复数相位调制波)从检波电路402经相位成分布线411由正交调制器404上转换后，以高频信号功率的形式输入PA405(高频功率放大器)的高频输入端子。振幅成分(振幅调制波)经振幅成分布线412通过直流直流变换器403接受直流直流变换后，输入PA的电源电压端子。
作为OFDM波的例子，在IEEE802.11a的情况下，作为补偿量(表示是否按比饱和功率低的电平动作的量)，需要约7dB。即，高频输出功率仅利用到高频峰值功率的20％，因此电源效率恶化到50％→10％。这样，为以高效率使用A级或AB级动作的PA，逐次向PA提供输出高频功率需要的最低限度的电源电压，希望补偿理想地为0dB。
为解决该问题，作为通过EER法向PA405提供的调制波，提供将极坐标变换调制信号得到的相位成分进行正交调制的调制波。相位成分的调制波为振幅在一定时间中相位变化的正弦波，因此PA405基本按补偿为0dB动作。从电源端子输入的振幅成分与相位成分通过PA输出相乘，因此可得到与正交调制原来的调制信号相同的调制波。
专利文献1美国专利US6256482B1(图3页、图6)但是，已有技术的EER法中，向PA405输入某一定功率的状态下的输出电压对PA405的电源电压的响应中，结果得到的频谱掩码(spectrummask)、EVM(调制精度)达不到无线规格，因此有调制波不能正确地复元的不恰当情况。
图9(a)，(b)，(c)分别是按顺序表示输入原来的PA405的电源电压端子(VDD)的振幅成分的电压振幅(Vin)、输出电压(RFout)对向PA405的电源电压端子(VDD)的输入电压的响应特性、输出电压(RFout)对Vin的电压振幅的图。如图9(b)所示，由于PA405的响应是非线性响应，执行EER法时，PA405的输出中相位成分和振幅成分相乘、产生调制波时，调制精度、频谱恶化了。
发明内容
本发明的目的是提供即使使用具有非线性响应的PA也可实现具有信号不恶化的EER法的发送电路。
本发明的发送电路的基本结构是检测出包含相位成分和振幅成分的调制信号的至少振幅成分，设置传输振幅成分的振幅成分布线，在振幅成分布线上设置判定调制信号的振幅值是否大于阈值的判定单元。
由此，可对应调制信号的振幅成分的大小变更发送方法，可医治通常的A级动作的不妥情况和使用EER法时的不妥情况。该阈值一般可设定为对应发送的信号表示线性响应的区域和表示非线性响应的区域的边界。所谓线性响应是提供与该响应适应的偏置电压的同时，成比例倍变电压振幅成分以使得该响应范围包含调制信号的振幅成分变化的电压振幅范围的情况下，表示出满足无线规格规定的频谱掩码、调制精度的线性程度的区域，所谓非线性响应表示进行相同操作情况下，未进入无线规格的区域。由此，发送的信号进入无线规格的区域中，使用EER法等低损耗方式，发送的信号未进入无线规格的区域中，可采用抑制发送的信号的品质恶化的方式。
上述基本结构中，在不仅检测出振幅成分、还检测出相位成分、传输相位成分的相位成分布线和调制信号布线中，设置振幅成分的振幅值在阈值以下的情况下输出调制信号、比阈值大的情况下输出相位成分的第一选择输出单元，另一方面，通过在振幅成分布线和一定电压供给布线上设置振幅成分的振幅值在上海市阈值以下的情况下输出一定电压、比阈值大的情况下输出振幅成分的第二选择输出单元，可将第一选择输出单元的输出连接高频功率放大器的高频输入端子、将第二选择单元的输出连接电源电压端子，因此仅在高频功率放大器的高频输出的输出振幅的响应在无线规格中的区域中进行EER法，在未进入无线规格的区域中，可线性放大通常的调制波。因此，高频功率放大器的响应未进入无线规格的区域中进行EER法产生的发送信号的恶化可防止，可实现高效且没有发送信号的信号恶化的发送电路。
还可包括连接第二选择输出单元、电压变换第二选择输出单元的输出信号的直流直流变换单元。
通过调制信号生成单元中包括进行输出功率电平的指定的单元，可在调制信号生成单元中指定要输出的输出功率电平，因此通过调制信号生成单元设定IQ电平可自由设定输出功率电平。
通过第一选择输出单元和高频功率放大器之间设置频率变换单元，可处理更宽频带中的高频信号。例如，DA转换器的频带最多不过数百兆，因此当载波超出GHz时，不能对其进行处理，但通过使用作为频率变换单元的例如直流交流调制器等可容易地上转换载波频率。
上述基本结构中，还通过在振幅成分布线和一定电压供给布线上还包括对应判定单元的判定结果在振幅成分的振幅值在阈值以下时输出一定电压、在大于阈值时输出振幅成分的选择输出单元，仅在来自高频功率放大器的高频输出的输出振幅的响应进入无线规格内的区域中进行实质上与EER法相等的近似EER法，在未进入无线规格的区域中线性放大通常的调制波。因此，可防止高频功率放大器的响应未进入线性规格中的区域中进行EER所产生的发送信号的恶化，可实现高效且没有发送信号的信号恶化的发送电路。
此时，通过在调制信号生成单元和高频功率放大器之间设置频率变换单元，可处理更宽频带的高频信号。例如，DA转换器的频带为数百兆，因此载波超出GHz时，不能对其进行处理，但通过使用作为频率变换单元的例如直流交流调制器等可容易地上转换载波频率。
根据本发明的发送电路，利用通常的EER法时，高频功率放大器的RF输出响应相对来自电源电压端子的输入从线性规格偏离时，也可抑制调制精度的恶化。
图1是第一实施例的发送电路的方框电路图；图2是用于说明第一实施例的发送电路中处理的信号的变化例的图；图3(a)，(b)是分别表示输出信号对到原来的发送电路和第一实施例的发送电路的高频功率放大器的电源电压端子的输入电压的电压响应特性的图；图4是第二实施例的发送电路的方框电路图；
图5是第二实施例的变形例的发送电路的方框电路图；图6是用于说明第二实施例的发送电路中处理的信号的变化例的图；图7(a)～(d)是用于说明利用恒定包络区域进行近似EER法的电路动作的图；图8是表示原来已知的EER法的示意的方框电路图；图9(a)，(b)，(c)是分别顺序表示输入原来的PA的电源电压端子的振幅成分的电压振幅(Vin)、输出电压(RFout)对向电源电压端子的输入电压的响应特性、输出电压(RFout)对Vin的电压振幅的图。
具体实施例方式
(第一实施例)下面参考
本发明的实施例。本实施例中，采用OFDM作为调制波。作为使用OFDM的系统，例如有IEEE802.11a规格的无线LAN系统。无线LAN系统中，正交的52根副载波的每一个上实施例如64QAM调制、进行反离散傅立叶变换后，将其进行多路复用，得到OFDM调制信号。52根载波分别进行312.5KHz的分离，占有52×312.5＝16.25MHz。
图1是本发明的第一实施例的用于实现EER法的发送电路的方框电路图。该发送电路如该图所示包括作为生成包含振幅成分和相位成分的OFDM波(调制信号)的调制信号生成单元的调制信号生成电路101；流过OFDM波的调制信号布线120；作为检测出OFDM波的相位成分和振幅成分的调制信号检测单元的检波电路102、传输OFDM波的相位成分的相位成分布线121、传输OFDM波的振幅成分的振幅成分布线122、作为进行OFDM波的振幅成分的电平判定的判定单元的电平判定电路106、作为存储成为电平判定单元106的电平判定的基准的阈值电压的存储单元的ROM109；连接接收1.1V电压的电源电压端子并供给1.1V的一定电压供给布线111、对应电平判定单元106的判定结果选择来自调制信号生成电路101的OFDM波或来自检波电路102的相位成分之一的作为第一选择输出单元的第一选择器103；对应电平判定单元106的判定结果选择经振幅成分布线122输入非振幅成分和经一定电压布线111供给的1.1V一定电压之一的作为第二选择输出单元的信号选择器107；直流直流变换器108；正交调制来自第一选择器103的输出的正交调制器104；在高频输入端子接收从正交调制器104输出的高频信号、在电源电压端子接收来自直流直流变换器108的振幅成分的PA105(高频功率放大器)；和作为对调制信号生成电路101指定输出功率的输出功率指定单元的输出功率指定部110。
调制信号生成电路101生成上述的OFDM波(调制信号)。调制信号生成电路101生成的OFDM波流过调制信号布线120，输入第一选择器103。
检波电路102将流过调制信号布线120中的OFDM波分为相位成分和振幅成分并检测出来。具体说，调制信号生成电路101生成的OFDM波的I，Q矢量波分为其振幅成分√(I2+Q2)和相位成分tan-1(Q/I)检测出。然后，相位成分作为IQ波流过相位成分布线121并输入第一选择器103中，振幅成分流过振幅成分布线122并输入第二选择器107中。
电平判定单元106输入存储在ROM109中的阈值电压电平和流过振幅成分布线122的振幅成分，判定振幅成分的电压电平是大于还是小于阈值电压电平。
第一选择器103根据电平判定单元106的判定结果选择经相位成分布线121输入的OFDM波的相位成分和经调制信号布线120输入的OFDM波之一并输出。此时，流过振幅成分布线122的振幅成分的电压电平在ROM109中存储的阈值电压电平以下时，选择输出作为调制信号的OFDM波，在振幅成分的电压电平大于阈值电压电平时选择输出来自检波电路102的相位成分。
第二选择器107根据电平判定单元106的判定结果选择输出来自一定电压供给布线111的一定电压1.1V和经振幅成分布线122输入的振幅成分之一。此时，流过振幅成分布线122的振幅成分的电压电平在ROM109中存储的阈值电压电平以下时，选择输出来自一定电压供给布线111的一定电压1.1V，在阈值电压电平以上时选择输出来自检波电路102的振幅成分。
正交调制器104将从第一选择器103输出的复数相位调制波(正交成分)(Quadrature)和同相成分(In-phase)变换为高频信号。
直流直流变换器108放大来自第二选择器107的输出向PA105的电源电压端子供给具有希望的电压振幅的振幅调制信号。
作为高频功率放大器的PA105是A级，从正交调制器104输出的高频信号输入PA105的高频输入端子，系统选择EER法时，由直流直流变换器108直流变换的振幅成分从电源电压端子输入。其结果是PA105的高频输出端子输出相位和振幅都调制了的即振幅和相位相乘的调制波。系统选择通常的IQ正交调制时，PA105将从该电源电压端子供给的电压固定在1.1V，进行线性放大。
输出功率指定部110接收来自MAC(媒体访问控制)等的关于发送功率控制的指定。
—处理过程的信号变化例子—图2是用于说明本实施例的发送电路中处理的信号的变化例子的图。图3(a)，(b)是分别表示输出信号(RFout)对到原来的发送电路和本实施例的发送电路的高频放大器405，105的电源电压端子的输入电压的电压响应特性的图。
如图2所示，例如从MAC指定的输出电平经输出功率指定部110输入调制信号生成电路101中，对应其电平生成表示图2的2A所示的星座图的OFDM波的IQ正交信号。然后，OFDM波通过检波电路102分为图2的2B所示的振幅成分和复数相位成分(相位成分)(未示出)并检测出。输出的振幅成分通过电平判定电路106比较与ROM109设定的阈值电压电平的大小关系。
此时，ROM109中设定的阈值电压电平例如图3(a)所示，在高频功率放大器的输入电压—输出信号的电压响应特性中，为表示出充分线性响的线性区域的下限值，例如1V。或阈值电压电平通过适当的公式操作来设定。这里，所谓线性区域是输出的频谱或输出的EVM在满足通信系统的无线规格的范围的意思，并非意味着响应特性是严格的线性特性。
电平判定电路106中，使用该阈值电压电平1V判断检波电路102生成的振幅成分的电平是比阈值电压电平大的判定A还是小于阈值电压电平的判定B，向各选择器107，103中分别输入判定结果A或B。
从电平判定电路106输入判定A时，即振幅成分为图2的2C所示状态时，第二选择器107中，选择从检波电路102经振幅成分布线122输入的振幅成分(参考图2的2E)，第一选择器103中，选择从检波电路102经相位成分布线121输入的相位成分(参考图2的2F)。
此时，发送电路内利用EER法。因此，通过EER法，PA105在饱和点附近动作，基本上按理论上的最大效率动作。这样，通过进行EER法可实现高效率。
另一方面，从电平判定电路106输入判定B时，即振幅成分为图2的2D所示状态时，第一选择器103中，选择从调制信号生成电路101经调制信号布线120输入的OFDM波(调制信号)，第二选择器107中，选择一定电压1.1V。
此时，发送电路内进行通常的IQ正交调制。因此，向PA105供给的一定电压在这里将阈值电压设定为1V，因此为提供与该阈值的稍稍的裕度，设定例如1.1V。具有1V以下的振幅的调制波的平均电压为0.8V时，PA105为具有2dB的补偿的动作。此时，效率是作为A级动作的理论效率的50％的63％，为31.5％。EER法的PA105的动作为饱和动作时，达到理论效率50％。这样，本实施例的结构期待的效率在阈值电压1V以上的振幅为10％左右时为50×0.1+31.5×0.9＝33.4％。
与仅通常的正交调制的情况下只得到10％的效率相比，通过使用本发明效率可大大改善。
原来的发送电路中，如图3(a)所示，高频输出端子RFOut对到高频功率放大器的电源电压端子的输入电压的电压振幅的响应特性中，存在未进入无线规格的非线性区域，因此如3(a)的左侧所示的输出信号接受失真。与此相反，本实施例中，直流直流变换器中，适当调整向振幅成分提供的偏置电压(本实施例中偏置电压为0.5V)并且振幅成分的电压电平在阈值电压电平以下时，通过进行通常的正交调制，如图3(b)所示，RFout对输入电压的电压振幅的响应特性整体3A，3B可收纳在无线规格内。因此，如图3(b)左侧所示，振幅成分可没有失真地输出。如已经说明的那样，这里所说的线性区域意味着作为结果的从功率放大器输出的频谱或输出的EVM在满足通信系统的规格程度下是线性的，并非意味着响应特性是完全的线性特性。
(第二实施例)本实施例中，采用OFDM调制作为调制波。图4是示意地表示本发明的第二实施例的发送电路的方框电路图。该发送电路如该图所示包括作为生成包含振幅成分和相位成分的OFDM调制波(调制信号)的调制信号生成单元的调制信号生成电路201；流过OFDM调制波的调制信号布线220；作为检测出OFDM调制波的相位成分和振幅成分的调制信号检测单元的检波电路202、传输OFDM调制波的振幅成分的振幅成分布线222、作为进行OFDM调制波的振幅成分的电平判定的判定单元的电平判定电路206、作为存储成为电平判定单元206的电平判定的基准的阈值电压的存储单元的ROM209；配置在振幅成分布线222上并直流直流变换振幅成分的第一直流直流变换器208；供给一定电压的一定电压供给布线211；插入一定电压供给布线211并直流直流变换3桩一定电压、输出1.1V的一定电压的第二直流直流变换器210；对应电平判定单元206的判定结果选择第一直流直流变换器208供给的振幅成分和从第二直流直流变换器210供给的1.1V的一定电压之一的作为选择输出单元的信号选择器207；正交调制经调制信号布线220送来的OFDM调制波的正交调制器204；在高频输入端子接收从正交调制器204输出的高频信号、在电源电压端子接收来自选择器207的振幅成分的恒定饱和型的作为高频功率放大器的PA205。
本实施例中，也配置与第一实施例的对调制信号生成单元101指定输出功率的输出功率指定部110相同功能的电路要素。
这里，一定电压供给布线211供给第二直流直流变换器210变换的一定电压1.1V。
检波电路102进行取调制信号(OFDM调制波)的复数调制矢量的绝对值的运算来得到振幅成分。
电平判定单元206输入存储在座位存储单元的ROM209中的阈值电压电平和流过振幅成分布线222的振幅成分，判定振幅成分的电压电平是大于还是小于阈值电压电平。
第一直流直流变换器208放大从检波电路202经振幅成分布线222输入的振幅成分，向PA205的电源电压端子供给具有希望的电压振幅的振幅成分，同时供给PA205需要的DC功率。
选择器207根据电平判定单元206的判定结果选择数出来自一定电压供给布线211的一定电压1.1V和经振幅成分布线222输入的振幅成分之一。此时，流过振幅成分布线222的振幅成分的电压电平在ROM209中存储的阈值电压电平以下时，选择输出一定电压供给布线211的输出1.1V，在大于阈值电压电平时选择输出经第一直流直流变换器208来自检波电路202的振幅成分。
正交调制器204将作为从检波电路202输出的复数相位调制波(正交成分)(Quadrature)和同相成分(In-phase)的OFDM调制波(调制信号)变换为高频信号。
作为高频功率放大器的PA205是A级，从正交调制器204输出的高频信号经调制信号布线220输入PA205的高频输入端子，系统实际上选择EER法时，由第一直流直流变换器208直流变换的振幅成分从电源电压端子输入。其结果是PA105的高频输出端子输出相位和振幅都调制了的即振幅和相位相乘的调制波。系统选择通常的IQ正交调制时，从PA205的电源电压端子供给的电压固定在从一定电压供给布线211供给的一定电压1.1V。
—处理过程的信号变化例子—图6是用于说明本实施例的发送电路中处理的信号的变化例子的图。
如图6所示，通过检波电路202从调制信号生成电路201中生成的图6的6A所示的表示出星座图的OFDM调制波(复数矢量信号)检测出图6的6B所示的振幅成分。输出的振幅成分通过电平判定电路206比较与ROM209设定的阈值电压电平的大小关系。
此时，ROM209中设定的阈值电压电平例如图3(a)所示，在高频功率放大器的输入电压—输出信号的电压响应特性中，为表示出充分线性响应的线性区域的下限值，例如1V。或阈值电压电平通过适当的公式操作来设定。这里，所谓线性区域是输出的频谱或输出的EVM在满足通信系统的线性规格的范围的意思，并非意味着响应特性是严格的线性特性。
电平判定电路206中，使用该阈值电压电平1V判断检波电路202生成的振幅成分的电平是比阈值电压电平大的判定C还是小于阈值电压电平的判定D，向选择器207中分别输出判定结果C或D。
与第一实施例不同，本实施例中，不管电平判定电路206的判定是判定C还是判定D，PA205的高频输入端子中输入调制信号生成电路201生成的调制信号(OFDM调制波)(参考图6的6A)。并且，OFDM调制波通过检波电路202分为图6的6B所示的振幅成分和复数相位成分9相位成分)(未示出)并检测出来。输出的振幅成分通过电平判定电路206比较与ROM209设定的阈值电压电平的大小关系。
从电平判定电路206输入判定C时，选择器207中，选择从检波电路202经振幅成分布线222输入的振幅成分(参考图6的6C)。
此时，本实施例中，因高频功率放大器的输入信号是与第一实施例的相位成分不同的相应振幅成分的普通调制波，所以在发送电路内利用近似EER法。因此，通过近似EER法，PA205可在饱和点附近动作，基本上按理论上的最大效率动作。这样，关于近似EER法的动作在后面详细说明。
另一方面，从电平判定电路206输入判定D时，选择器207中，选择一定电压1.1V。
此时，发送电路内进行通常的IQ正交调制。因此，向PA205供给的一定电压在这里将阈值电压设定为1V，因此为提供与该阈值的稍稍的裕度，设定例如1.1V。具有1V以下的振幅的调制波的平均电压为0.8V时，PA205为具有2dB的补偿的动作。此时，效率是作为A级动作的理论效率的50％的63％，为31.5％。EER法的PA205的动作为饱和动作时，达到理论效率50％。这样，本实施例的结构期待的效率在阈值电压1V以上的振幅为10％左右时为50×0.1+31.5×0.9＝33.4％。
与仅通常的正交调制的情况下只得到10％的效率相比，通过使用本发明效率可大大改善。
另外，本实施例中，不向PA205的高频输入端子输入相位成分，而是原样输入调制信号，实际上进行EER法。因此，可避免仅将相位成分输入高频功率放大器的高频输入端子的原来的EER法不能避免的调制精度(错误矢量强度)的恶化。
原来的发送电路中，如图3(a)所示，高频输出端子RFOut对到高频功率放大器的电源电压端子的输入电压的电压振幅的响应特性中，存在未进入无线规格的非线性区域，因此如3(a)的左侧所示的输出信号接受失真。与此相反，本实施例中，直流直流变换器中，适当调整向振幅成分提供的偏置电压(本实施例中偏置电压为0.5V)并且振幅成分的电压电平在阈值电压电平以下时，通过进行通常的正交调制，如图3(b)所示，RFout对输入电压的电压振幅的响应特性整体3A，3B可收纳在无线规格内。因此，如图3(b)左侧所示，振幅成分可没有失真地输出。如已经说明的那样，这里所说的线性区域意味着作为结果的从功率放大器输出的频谱或输出的EVM在满足通信系统的规格程度下是线性的，并非意味着响应特性是完全的线性特性。
即，仅将相位成分输入高频功率放大器的高频输入端子的情况下，在数字模拟转换器的频带容许的范围中或在不对EVM产生影响的程度下对相位成分进行滤波，但通过滤波产生的相位成分的部分电平降低在高频功率放大器的输出中合成相位成分和振幅成分时产生EVM的明显恶化。与从调制信号分离的相位成分相比，调制信号需要的频带宽度小到1/6，因此抑制数字模拟转换器通过数字模拟变换产生的乱真(spurious)成分的反混淆(anti-alias)滤波器的频带宽度变窄。因此，在数字模拟转换器的低功耗、滤波器使用的电感器的小型化和低成本化方面是有利的。
原来的发送电路中，即便振幅成分为0，也由于高频功率放大器的高频功率的输入输出之间的隔离特性决定的输入功率对输出的耦合，在高频功率放大器的输出中出现引起误差的振幅。与此相反，本实施例中，向高频功率放大器的电源电压端子提供的振幅成分为0时，输入高频功率放大器的高频输入端子的功率也为0，因此可不依赖隔离特性在高频功率放大器的输出中形成正确的调制波。
图7(a)～(d)是用于说明利用恒定包络线区域进行近似EER法的电路动作的图。
这里为使说明简单，设对高频功率放大器的输入波(本实施例中是OFDM波)为图7(a)所示的振幅的包络线为三角的三角波。图7(b)表示高频功率放大器的内部结构。本实施例的高频功率放大器是发射极接地型的双极晶体管，作为本实施例的调制信号的OFDM波输入双极晶体管的基极(高频输入端子)。并且，双极晶体管的集电极(电源电压端子)与集电极电压Vc供给侧之间插入扼流圈电感，并且等效表示为从集电极向高频输出端子的布线经输出负荷ZL接地。
图7(d)是用于说明高频功率放大器的输入输出特性的图，纵轴表示高频功率放大器的集电极电流Ic，横轴表示施加在高频功率放大器的电源电压端子的集电极电压Vc。图7(d)中表示出Ic-Vc特性相对高频功率放大器的基极—发射极之间电压Vbe的变化，表示出通过直流基极—发射极间电压Vbe、直流集电极电压Vc、高频功率放大器的输出负荷ZL决定的负荷线决定基极—发射极间电压Vbe的可变范围，再决定集电极电流Ic的可变范围和集电极电压Vc的可变范围。
图7(c)表示从高频功率放大器的高频输出端子作为结果输出的输出电压，决定该输出电压和从输出阻抗ZL输出输出功率。
这里，输入电压超出基极—发射极之间电压Vbe的可变范围(图7(d)的Vbe4-Vbe2)时，集电极电流超出从负荷线决定的集电极电流Ic的可变范围，因此产生电流振幅一定的(恒定包络)的时间区域。电压振幅通过输出的负荷阻抗ZL电压变换集电极电流Ic而得到，因此产生电压振幅Vout(＝IcZL)也一定(恒定包络)的时间区域。具有恒定包络区域的信号实际上等效于相位成分，因此进行和高频功率放大器的高频输入端子、电源电压端子上分别输入相位成分、振幅成分的EER相同功能的处理。这样，本说明书中，将该处理叫做近似EER法。
本实施例中，使用近似EER法的时间区域(进入现行规格的区域)中，设定电平判定电路的阈值电压以使得输出电压为恒定包络，或在进行近似EER法的时间中调整输入功率以使得得到饱和的输出电流。由此，在调制信号的振幅成分比判定电平电路的阈值电压大时，通过近似EER法进行功率放大动作。
—第二实施例的变形例—图5是示意地表示第二实施例的变形例的发送电路的结构的方框电路图。该变形例中，与图4所示的第二实施例的发送电路同样，包括调制信号生成电路201、检波电路202、正交调制器204、PA205、调制信号布线220和振幅成分布线222，这些电路要素的基本功能和第二实施例说明的同样。
该变形例中，设置1个直流直流变换器211，检波电路202和直流直流变换器212之间插入了内置有DA转换器的选择器207的同时，作为存储单元的ROM209的阈值电压电平1.1V经一定电压供给布线251供给选择器207的高频输入端子。即，本变形例中，电平判定电路206中，成为振幅成分的电压电平的大小关系比较对象的阈值电压电平和从一定电压供给布线251经选择器207输入PA205的电源电压端子的一定电压的电平相等。也就是，ROM209兼用作存储阈值电压电平的单元和在未进入无线规格的区域中向PA205的电源电压端子供给一定电压的单元。
本实施例的调制动作基本上和第二实施例相同，因此可发挥可第二实施例相同的效果。另外，本变形例中，直流直流变换器为1个即可，成本上比第二实施例有利。选择器配置在直流直流变换器的上游侧，因此直流直流变换器兼有振幅放大功能，具有耐压性可以比较低的优点。
特别是通过使用第二实施例和其变形例的近似EER法，与第一实施例相比，具有在更宽的频带可维持高的调制精度的优点。但是，使用第一实施例的EER法与第二实施例和其变形例相比，容易提高效率。
这里，说明用于实现上述第一、第二实施例和第二实施例的变形例的发送电路的设备。
可构成搭载调制信号生成电路、检波电路和电平判定电路的1个LSI芯片。此时，其他电路要素可设置在另外的LSI芯片或离散芯片上。
可以没有频率变换单元(例如正交调制器104或204)，但通过设置正交调制器104或204可处理更宽频带的高频信号。例如，DA转换器的频带为数百兆，载波超出GHz时，不能进行处理，但通过使用频率变换单元可容易上转换载波频率。
并且，正交调制器等的频率变换单元最好设置在搭载调制信号生成电路、检波电路和电平判定电路的LSI芯片上。
直流直流变换器、选择器、高频功率放大器或ROM可分别作为离散芯片配置在发送电路中，作为系统LSI，可设置在与调制信号生成电路、检波电路和电平判定电路公共的芯片内。此时，直流直流变换器、选择器、高频功率放大器或ROM中的1个或2个以上的电路要素可设置在与调制信号生成电路、检波电路和电平判定电路公共的芯片内。
存储阈值电压电平的ROM可以没有，可从外部输入表示阈值电压电平的信号。
向一定电压供给布线供给一定电压的单元可以是LSI芯片内的电压生成电路，可以是从外部向电源电压端子供给电压的部件。
本发明的发送电路可用作所谓的便携电话、无线LAN等的无线通信机的发送部。
权利要求
1.一种发送电路，包括调制信号生成单元，生成包含相位成分和振幅成分的调制信号；调制信号布线，连接上述调制信号生成单元，用于传输调制信号；调制信号检测单元，连接上述调制信号布线，检测出由上述调制信号生成单元生成的上述调制信号的至少振幅成分；振幅成分布线，连接上述调制信号检测单元，传输上述调制信号的振幅成分；阈值输入单元，输入用于切换上述调制信号的调制方法的阈值；以及判定单元，连接上述振幅成分布线，判定上述调制信号的振幅成分的振幅值是否大于从上述阈值输入单元输入的上述阈值。
2.根据权利要求1所述的发送电路，上述阈值设定为与发送的信号表示线性响应的区域和表示非线性响应的区域的边界对应。
3.根据权利要求1或2所述的发送电路，上述调制信号检测单元也检测上述调制信号的相位成分，还包括相位成分布线，连接上述调制信号检测单元，传输上述调制信号的相位成分；一定电压供给布线，供给一定的电压；第一选择输出单元，连接上述调制信号布线和上述相位成分布线，对应上述判定单元的判定结果，在上述振幅成分的振幅值在上述阈值以下时输出上述调制信号，在上述阈值以上时输出上述相位成分；以及第二选择输出单元，连接上述振幅成分布线和上述一定电压供给布线，对应上述判定单元的判定结果，在上述振幅成分的振幅值在上述阈值以下时输出上述一定电压，在上述阈值以上时输出上述振幅成分。
4.根据权利要求3所述的发送电路，还包括直流直流变换单元，连接上述第二选择输出单元，变换上述第二选择输出单元的输出信号的电压。
5.根据权利要求4所述的发送电路，还包括具有连接上述第一选择输出单元的高频输入端子和连接上述直流直流变换单元的电源电压端子的高频功率放大器。
6.根据权利要求5所述的发送电路，还包括对上述调制信号生成单元进行输出功率电平指定的单元。
7.根据权利要求5所述的发送电路，还包括在上述第一选择输出单元和上述高频功率放大器之间配置的频率变换单元。
8.根据权利要求1或2所述的发送电路，还包括一定电压供给布线，供给一定电压；和选择输出单元，连接上述振幅成分布线和上述一定电压供给布线，对应上述判定单元的判定结果，在上述振幅成分的振幅值在上述阈值以下时输出上述一定电压，在上述阈值以上时输出上述振幅成分。
9.根据权利要求8所述的发送电路，还包括第一直流直流变换单元，配置在上述振幅成分布线的上述调制信号检测单元和上述选择输出单元之间，变换上述振幅成分的电压；和第二直流直流变换单元，插入在上述一定电压供给布线上。
10.根据权利要求8所述的发送电路，还包括直流直流变换单元，连接上述选择输出单元，变换上述选择输出单元的输出信号的电压。
11.根据权利要求8所述的发送电路，还包括具有连接上述调制信号布线的高频输入端子和连接上述选择输出单元的电源电压端子的高频功率放大器。
12.根据权利要求11所述的发送电路，还包括在上述第一选择输出单元和上述高频功率放大器之间配置的频率变换单元。
13.根据权利要求1或2所述的发送电路，上述阈值输入单元是存储上述阈值的存储单元，上述判定单元取出上述存储单元中存储的阈值并进行上述判定。
全文摘要
本发明提供利用没有信号恶化的EER法的调制精度高的发送电路。发送电路包括调制信号生成电路(101)、流过OFDM调制波的调制信号布线(120)、检波电路(102)、传输相位成分的相位成分布线(121)、传输振幅成分的振幅成分布线(122)、进行振幅成分的电平判定的电平判定电路(106)、一定电压供给布线(111)、第一、第二选择器(103，107)、正交变换器(104)和高频功率放大器(105)。在进行EER法时的高频功率放大器(105)的高频输入输出特性表示出线性响应的区域中，进行EER法或近似EER法，在表示出非线性响应的区域中进行通常的调制。将表示线性响应的区域和表示非线性响应的区域的边界作为阈值，通过电平判定电路和选择器进行调制方法的切换。
文档编号H04B1/04GK1527583SQ200410007750
公开日2004年9月8日 申请日期2004年3月5日 优先权日2003年3月5日
发明者田边充, 田中宏一郎, 一郎 申请人:松下电器产业株式会社