专利名称：码分多址移动通信系统中的接收装置和方法
技术领域：
本发明涉及一种码分多址移动通信系统，更具体地涉及一种使用后置解扰器的装置和方法。
背景技术：
目前，诸如IS-2000的码分多址(CDMA)移动通信系统已经能够简单地提供话音业务、低速分组数据业务和电路数据业务。但是，CDMA移动通信系统已经发展为可以提供高速和大容量的分组数据业务，包括话音业务、低速分组数据业务和电路数据业务。当前已经有效地研究出用于支持高速分组数据业务的移动通信系统，诸如IS-2000和第一发展数据和话音(1x-EVDV)。因此，对于支持高速分组数据业务和话音业务的移动通信系统来说，实现可处理高速分组数据的移动台是必不可缺的。
由于多个用户或站识别并使用所有可用的Walsh码，基于普通话音业务的CDMA移动通信系统通过对一个数据信道至少分配一个可用Walsh码来传送数据。而且，CDMA移动通信系统具有由衰落所引起的接收信号的相位失真，衰落是当无线信道传送高速数据时发生的。衰落迫使接收信号的幅度被衰减几dB到几十dB。出于这个原因，当数据被调制时，必须对由于衰落而失真的接收信号的相位进行补偿，否则从发送装置传送错误数据，从而降低了CDMA移动通信中的业务质量。因此，为了在CDMA移动通信系统中传送高速数据，必须克服衰落的问题。
有多种分集方式被用于解决衰落问题。通常，CDMA移动通信通过采用信道信号的延迟扩频，使用瑞克接收装置来接收分集。瑞克接收装置包括多条支路。每条支路通过使用分配的路径信号来解调接收的信号。从每条支路解调的符号在多径符号合并器中被合并。
然而，用于支持高速分组数据业务的移动通信系统，诸如高速下行链路分组接入(HSDPA，High Speed Downlink Packet Access)移动通信系统、异步模式的1x-EVDV移动通信系统，使用专用分组数据控制信道来增强分组数据信道的传输效率，并且专用分组数据控制信道具有用于控制分组数据信道的结构。基于CDMA的移动通信系统向用户可变地分配所有可用的Walsh码，以便支持高速分组数据业务。这种分配方式的优点在于可以有效地利用资源。例如，Walsh码的可变分配在使用网络资源方面具有优势。
图1是示出普通HSDPA移动通信系统的发送装置的结构的方框图。
参照图1，该发送装置包括信道编码器100、速率匹配器102、交织器104，调制器106、自适应调制和编码方案(AMCS，Adaptive Modulation and CodingScheme)控制器108、去复用器(DEMUX)110、扩频器112和113、加法器114以及加扰器116。首先，将N个传送数据块输入到信道编码器100，信道编码器100通过使用预置的信道编码方式来编码传送数据块而产生编码比特，并将该编码比特输出至速率匹配器102。速率匹配器102对从信道编码器100输出的编码比特执行速率匹配，以便使它们适合于在物理信道上传输，并将速率匹配后的编码比特输出到交织器104。这里，当比特与从信道编码器100输出的编码比特或通过多路复用传输信道而产生的编码比特不同时，速率匹配器102通过执行穿孔或重复的速率匹配而与物理信道上传送的比特相一致。
交织器104接收来自速率匹配器102的信号，并执行交织以避免突发错误，然后将信号输出到调制器106。调制器106接收来自交织器104的编码比特，通过使用预置的调制方法进行调制而将编码比特转换成调制符号，并将该调制符号输出到DEMUX110。这里，调制方法包括移相键控(M-PSK)、正交幅度调制(M-QAM)等。而且，AMCS控制器108控制信道编码器100的信道编码方式和调制器106的调制方式，其中，这两种方式都适和于无线信道的当前状况。也就是说，AMCS控制器108根据无线信道的状态进行控制，以适当地设置信道编码方法和调制方法，以增强数据传输效率。DEMUX110接收从调制器110输出的信号，并将这些信号去复用成与信道格式相一致，然后将去复用后的信号输出到扩频器112和113。图1中的发送装置只具有两个扩频器112和113。最好是扩频器的数量与DEMUX110的数量相同。扩频器112和113通过相应的Walsh码来扩频输入信号。扩频器112和113将第一Walsh码与来自DEMUX110的信号相乘，并将相乘后的信号输出到加法器114。在这种方法中，第M个扩频器将第M个Walsh码与来自第M个DEMUX110的信号相乘，并将相乘后的信号输出到加法器114。因此，来自每个扩频器112和113的信号是不同的信道信号。加法器114接收来自每个扩频器的信号，对这些信号求和，并将求和后的信号输出到加扰器116。加扰器通过将来自加法器的信号与扰码c相乘来进行加扰并输出。这里，使用扰码c来排序基站。
HSDPA移动通信系统使多个用户设备共享整个下行链路传输资源。这里，下行链路传输资源包括发送功率、作为正交可变扩频因子(OVSF，orthogonal variable spreading factor)码的正交码等。HSDPA移动通信系统可以使用具有扩频因子(SF，spreading factor)16的OVSF码。由于HSDPA移动通信系统使用具有为16的SF的OVSF码，它们最多可以具有15个OVSF码。1x-EVDV移动通信系统可以使用具有为16的扩频因子(SF)的OVSF码，因此它们最多可以具有28个OVSF码。
同时，HSDPA移动通信系统能够在特定时间来复用用于多个用户终端的OVSF码。接下来在下文中将参照图2描述OVSF码的复用。
图2是描述在普通HSDPA移动通信系统中分配OVSF码的图。特别是将具有为16的SF的OVSF码作为一个实例进行描述。参照图2，每个0VSF码依据码树被描述为w(i，j)，其中，i表示扩频系数，以及j表示距离OVSF码树的最左端的位置。例如，w(16，0)表示该OVSF码具有为16的SF，并且该OVSF码位于最左端的第一个。参照图2，当SF是16时，距离OVSF码树的最左端的第5到第16个OVSF码，从w(16，5)到w(16，15)，这12个OVSF码被分配给高速下行链路分组接入通信系统。这12个0VSF码可被多路复用于多个用户单元，例如，如下面给出的表1。
表1
在表1中，每个A、B和C是使用HSDPA移动通信系统的任意用户终端。参照表1，用户终端A、B和C在任意时间点t0、t1和t2复用从HSDPA移动通信系统分配的OVSF码。基站确定OVSF码的数量和它们在OVSF码树中的位置。即，基站确定分配给每个用户终端的OVSF码的数量和它们在OVSF码树中的位置，并考虑分配给用户终端和基站的信道集。
接下来，将在下面描述图1中的扩频器112和113的操作。
如图1所示，扩频器112和113通过各个Walsh码来扩频信道信号。因此，该Walsh码被称为信道化码。在这种情况下，假定OVSF码被用作信道化码，将参照附图3解释其正交性。
图3是描述普通OVSF码树的结构实例图。
参照图3，根据SF的值来构造OVSF码树。具有相同SF值或是来自其它母码的茎的所有OVSF码彼此正交。因此，当OVSF码被用于信道化码时，因为物理信道彼此正交，经过不同物理信道的信号彼此互不干扰，从而改善了接收性能。
下文中，将解释图1中的加扰器116的操作。
如图1所示，加扰器116对输入信号进行加扰。加扰器116的结构显示在图4和图5中。加扰器116将来自加法器114的信号和扰码c相乘。图1中并未示出产生扰码c的结构，而在图4中示出。
图4是示出发送机扰码发生器的内部结构的方框图。
在描述图4之前，将描述如何使用gold序列来产生复数下行链路扰码，gold序列是通过对两个二进制m序列的38400个码片进行位置方式(position-wise)的模3求和操作来产生的。用于产生复数下行链路长扰码的二进制m序列的虚部是通过对二进制m序列的实部进行131,072个码片循环移位的形式来产生的。下面将解释使用两个二进制m序列、一个x-序列和y-序列来产生复数下行链路长扰码的过程。
首先，通过18阶生成多项式来产生x-序列和y-序列。
(1)x-序列x18+x7+1(2)y-序列x18+x17+x7+x5+1如上所述，图4示出了产生复数下行链路长扰码的结构，其中，该码包括两个二进制m-序列、一个x-序列和一个y-序列。
参照图4，普通发送装置包括用于x-序列的I信道和Q信道的两个屏蔽寄存器，以便通过不同扰码而支持使用多个物理信道的环境。分别从这两个屏蔽寄存器产生两个扰码。因此，分别由这两个屏蔽寄存器来生成用于I信道和Q信道的每个扰码。
接下来，将参照图5来描述图1的加扰器116的内部结构。
图5是示出图1的加扰器116的内部结构的图。
如图5所示，首先，加扰器116接收从扰码发生器输出的两个扰码，一个是用于I信道信号的扰码_I，另一个是用于Q信道信号的扰码_Q。I信道信号和Q信道信号在图1中并没有被分开，但是加扰器116实际上分别接收I信道和Q信道。因此，从加法器114输出的I信道信号和Q信道信号分别被称为输入信号_I和输入信号_Q。加扰器116使用从加扰产生器产生的两个扰码扰码_I和扰码_Q，分别加扰从加法器114输出的输入信号_I和输入信号_Q。加扰后的输入信号_I和输入信号_Q被分别称为输出信号_I和输出信号_Q。
接着，下面详细描述输出信号_I和输出信号_Q的产生过程。首先，加扰器116包括多个XOR(异或)门511、513、515、517和519以及多个加法器521和523。从加法器114输出的输入信号_I和输入信号_Q被分别输入到XOR门511和519以及XOR门513和517。XOR门511对输入信号_I和扰码发生器产生的扰码_I进行异或运算，并将结果输出到加法器521。XOR门513对输入信号_Q和扰码发生器产生的扰码_Q进行异或运算，并将结果输出到加法器523。XOR门519对输入信号_I和来自XOR门515的信号进行异或运算，并将结果输出到加法器523。这里，从XOR门515输出的信号是对扰码_Q和-1进行异或运算的结果。XOR门517对输入信号_Q和来自XOR门515的信号进行异或运算，并将结果输出到加法器521。加法器521相加从XOR门511输出的信号和从XOR门517输出的信号，并输出输出信号_I。同样，加法器523相加从XOR门513输出的信号和从XOR门519输出的信号，并输出输出信号_Q。随后，输出信号_I和输出信号_Q被变换成射频(RF)频带信号，然后通过多个天线发送。
下文中，将参照图6描述使用OVSF码的信道化过程。
图6是描述使用OVSF码的信道化过程的实例图。
如图6所示，假定使用两个天线，第一天线(天线1)和第二天线(天线2)来进行信道化过程，并假定对于信道化过程发送L个信道。因此，图6示出了图1所示的扩频器112和113的内部结构。尽管图1既没有示出分离的I-和Q-信道信号，也没有示出天线的数量，但假定L个信道数据由图6中所示的两个天线中的一个进行扩频。
由第一天线发送的第一天线输入数据_I和第一天线输入数据_Q被输入到第一天线扩频器610。这里，第一天线扩频器610信道化L个信道的第一信道。输入到第一天线扩频器610的第一天线输入数据_I和输入数据_Q分别被输出到乘法器611和613。乘法器611相乘第一输入数据_I和第一信道码OVSF_CODE_1，OVSF_CODE_1是分配给第一信道的信道化码。乘法器613相乘第一输入数据Q和OVSF_CODE_1，并输出结果。通过用于第一信道的方法来信道化除第一信道之外的L个信道的其余信道。L个信道中的每个信道由不同的信道码信道化。因此，每个信道具有正交性。
同时，由第二天线发送的第二天线输入数据_I和输入数据_Q被输入到第二扩频器620。这里，第二天线扩频器620信道化L个信道中的第一信道。输入到第二天线扩频器620的第二输入数据_I和输入数据_Q分别被输出到乘法器621和623。乘法器621相乘第二输入数据_I和OVSF_CODE_1并输出。乘法器623相乘第二输入数据_Q和OVSF_CODE_1并输出。L个信道中的每个信道由不同的信道码信道化。
下文中，将参照图7描述普通HSPDPA移动通信系统的接收装置的结构。
图7示出普通HSPDPA移动通信系统的接收装置的结构的实例方框图。
参照图7，该接收装置包括支路单元710、合并单元720、发送天线分集解码器730、解调器740和解码器750。支路单元710包括多个支路(例如M个支路)，第一支路到第M支路。合并单元720包括多个合并器(例如L个合并器)，第一合并器到第L合并器。
首先，由天线接收信号。接收的信号是经过衰落的多径信号。多径上的信号被连接到每个目标支路。这样，接收装置必须包括很多支路，以便根据多径来确定信号的增益。下文中将描述支路单元的内部结构，在本段将省略这部分内容。第一支路711到第M支路处理输入到每个支路的信号，并输出到合并单元720。
合并单元720合并从支路单元710输出的信号，然后输出到发送装置天线分集解码器730。下文中将描述合并单元720的内部结构，在本段将省略这部分内容。发送装置天线分集解码器730通过用于相应于接收装置的发送装置的发送装置天线分集编码方法，来解码从合并单元720输出的信号。解调器740通过相应于用于发送装置的调制方法的解调方法，来解调从发送装置天线分集解码器730输出的信号，然后将编码信号输出到解码器750。这里，解调器740之前的信号是由符号编码的，并由解调器740变换成编码比特。解码器750通过相应于发送装置的编码方法的解码方法，将从解调器740输出的编码比特解码成信息比特。
下文中，将参照图8来描述支路单元和合并单元的内部结构。
图8是描述图7所示的支路单元和合并单元的内部结构的实例方框图。
参照图8，图7中描述的支路单元710包括多个支路(例如M个支路)。合并单元720包括2乘L个去交叉器(deskewer)841、851、861、871、881、891和2乘L个合并器843、853、863、873、883、893。首先，下面将描述合并器的内部结构。
如上所述，由于无线网络具有多个路径，信号必须通过每个分离的多个信道进行接收。因此，无线网络必须包括多个支路，以接收来自多个路径的分离信号。每个支路处理不同的多径信号，但具有相同的操作。因此，对于一个支路的描述将作为图8中其它支路的代表。首先，由一个支路接收的多径信号，I_和Q_信道信号被输入到解扰器811。解扰器811利用发送装置中用于I_或Q_信道信号的每个扰码，对于每个输入信号(I_信道信号或Q_信道信号)进行解扰，并将结果输出到第一解扩器813到第L解扩器833。第一解扩器813接收I_或Q_信道信号，使用发送装置所采用的信道化码来解扩接收的信号，然后将解扩后的信号输出到第一和第二天线信道补偿器817。
下文中，将参照图9和图10来描述加扰器的结构。
解扰器811将I_和Q_信道信号与发送装置所使用(应用)的扰码c相乘。图8中未描述产生扰码c的结构，但是实际上它与图9中所示的相同。
图9是描述接收机扰码发生器的内部结构的方框图。
在参照图9之前，使用一个码序列来产生图4所示的复数下行链路长扰码，该码序列是通过两个二进制m序列的38400个码片的位置方式模3求和而产生的。用于产生复数下行链路长扰码的二进制m序列的虚部是通过二进制m序列的实部的131,072个码片循环移位形式来产生的。下面描述使用两个二进制m序列、一个x序列和一个y序列来产生复数下行链路长扰码的过程。
首先，通过18阶生成多项式来产生x-序列和y-序列。
(1)x-序列x18+x7+1(2)y-序列x18+x17+x7+x5+1如上所述，图9示出了采用两个二进制m序列、x-序列和y-序列来产生复数下行链路长扰码的结构。
参照图9，普通发送装置包括两个屏蔽寄存器，用于x序列的I信道和Q信道，以便支持采用不同扰码来使用多个物理信道的环境。从这两个屏蔽寄存器分别产生两个扰码。因此，由这两个屏蔽寄存器分别生成用于I信道和Q信道的扰码。图9中所示的扰码发生器具有能够产生用于每个支路的扰码以便使用多径信号的结构。假定图9中生成了两个扰码。
下面描述产生第一扰码的过程。该接收装置扰码发生器分别接收用于I_和Q_信道信号的屏蔽值Fn_PN_I_MASK1和Fn_PN_Q_MASK1，并且使用这些屏蔽值Fn_PN_I_MASK1和Fn_PN_Q_MASK1来屏蔽从18阶生成多项式生成的x-序列和y-序列。作为屏蔽结果分别产生用于I_和Q_信道的扰码Fn_PN_I1和Fn_PN_Q1。接着，下面描述产生不同于第一扰码的第二扰码的过程。产生第二扰码的过程类似于产生第一扰码的过程。接收装置扰码发生器分别接收用于I_和Q_信道信号的屏蔽值Fn_PN_I_MASK2和Fn_PN_Q_MASK2，并且使用这些屏蔽值Fn_PN_I_MASK2和Fn_PN_Q_MASK2来屏蔽从18阶生成多项式生成的x-序列和y-序列。作为屏蔽结果分别产生用于I_和Q_信道的扰码Fn_PN_I2和Fn_PN_Q2。
下文中，将参照图10描述解扰器的内部结构。
图10是描述图8中所示的解扰器的内部结构的图。
参照图10，如图9中所示，解扰器811接收将分别用于I_和Q_信道信号的Fn_PN_I1和Fn_PN_Q1，它们是从扰码发生器产生的扰码。解扰器811通过Fn_PN_I1和Fn_PN_Q1来解扰输入信号_I和输入信号_Q，并输出解扰后的信号，其中，输入信号_I和输入信号_Q是分别输入到支路711的I信道和Q信道的信号。解扰后的输入信号_I和输入信号_Q分别被称为输出信号_I和输出信号_Q。
相应的，下面将详细描述产生输出信号_I和输出信号_Q的过程。
首先，解扰器811包括多个XOR(异或)门1011、1013、1015、1017和1019以及多个加法器1021和1023。输入到支路711中的输入信号_I和输入信号_Q分别被输入到XOR门1011和1019以及XOR门1013和1017。XOR门1011对输入信号_I和扰码发生器产生的扰码Fn_PN_I1进行异或运算，并将结果输出到加法器1021。XOR门1013对输入信号_Q和由扰码发生器产生的扰码Fn_PN_I1进行异或运算，并将结果输出到加法器1023。XOR门1019对输入信号_I和来自XOR门1015的信号进行异或运算，并输出到加法器1023。这里，从XOR门1015输出的信号是扰码Fn_PN_Q1和-1进行异或运算。XOR门1017对输入信号_Q和来自XOR门1015的信号进行异或运算，并输出到加法器1021。加法器1021将从XOR门1011输出的信号与从XOR门1017输出的信号相加，并输出输出信号_I。而且，加法器1023将从XOR门1013输出的信号与从XOR门1019输出的信号相加，并输出输出信号_Q。
当从发送方发送主公共导频信道(P-CPICH)时，参照该主公共导频信道加扰每个信道。因此，解扰器811必须从P-CPICH的定时同步。这里，P-CPICH的定时是P-CPICH的帧边界定时。来自解扰器811的I_和Q_信道信号被输出到第一解扩器813到第L解扩器833。第一解扩器813接收来自解扰器811的I_和Q_信道信号，将这些信号(I_信道信号和Q_信道信号)与用于L个信道中的第一信道的各自的信道化码相乘以进行解扰，并输出到第一天线信道补偿器815和第二天线信道补偿器817。上述方法不仅可以应用于第一解扩器813，而且可以应用到其它解扩器。第L解扩器833接收来自解扰器811的I_信道信号和Q_信道信号，将这些信号(I_信道信号和Q_信道信号)与用于L个信道中的第一信道的各自的信道化码相乘以进行解扰，并输出到第一天线信道补偿器835和第二天线信道补偿器837。这里，支路单元711必须处理第一信道到第L个信道上的信号。因此，第一解扩器813到第L解扩器833解扩第一信道到第L信道上的信号。
第一天线信道补偿器815和第二天线信道补偿器817对于来自第一解扩器813的信号进行信道补偿，然后将信道补偿后的信号输出到合并单元720。这种方法中，第一天线信道补偿器835和第二天线信道补偿器837对于来自第L解扩器833的信号进行信道补偿，然后将信道补偿后的信号输出到合并单元720。如上所述，信道补偿后的信号在合并单元720中被合并。下文将详细描述合并单元720的操作。
合并单元720包括多个去交叉器841、851、861、871、881和891、多个第一天线符号合并器843、863和883、多个第二符号合并器853、873和893。合并单元720不仅对第一支路进行合并操作，而且对支路单元710所包含的所有支路进行合并操作。作为一个实例，下面描述对于从第一支路711输出的信号的操作。
第一信道去交叉器841接收从第一天线信道补偿器815输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序(sort)符号，然后输出到天线1信道1符号合并器843。天线1信道1符号合并器843合并从第一信道去交叉器841输出的符号并输出合并后的符号。第一信道去交叉器851接收从第二天线信道补偿器817输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序符号，然后输出到天线2信道1符号合并器853。天线2信道1符号合并器853合并由第二天线接收的第一信道的符号。
第二信道去交叉器861接收从第一天线信道补偿器825输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序符号，然后输出到天线1信道2符号合并器863。天线1信道2符号合并器863合并从第二信道去交叉器861输出的符号，并输出合并后的符号。第二信道去交叉器871接收从第二天线信道补偿器827输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序符号，然后输出到天线2信道2符号合并器873。天线2信道2符号合并器873合并从第二信道去交叉器871输出的符号，并输出合并后的符号。因此，天线1信道2符号合并器863合并由第一天线接收的第二信道的符号，而天线2信道2符号合并器873合并由第二天线接收的第二信道的符号。采用上述方法，在合并单元720中合并最后一个信道即第L信道的符号。第L信道去交叉器881接收从第一天线信道补偿器835输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序符号，然后输出到天线1信道L符号合并器883。天线1信道L符号合并器883合并从第一信道去交叉器881输出的符号并输出合并后的符号。第二信道去交叉器891接收从第二天线信道补偿器837输出的符号，考虑多径等待时间根据时间来排序符号，然后输出到天线2信道L符号合并器893。天线2信道L符号合并器893合并从第二信道去交叉器891输出的符号并输出合并后的符号。因此，天线1信道L符号合并器883合并由第一天线接收的第L信道的符号，天线2信道L符号合并器893合并由第二天线接收的第L信道的符号。应当考虑从第一路径到第二路径的等待时间来设计上述去交叉器。
作为参考，将由下面公式1来总结对于由第N个多径接收的信号的第K个信道的符号。
公式1SK(n)=Σi=1finger{Σj=1SFRij·cj·ai*·wjk}]]>在公式1中，i、j、Rij、ai*、w和c分别表示支路下标、Walsh码下标，由第i支路接收的第n个符号的第j个码片信号、第1个支路的导频滤波的共轭、Walsh码和扰码。
如上所述，图8示出了每个支路通过使用多个Walsh码和信道化码来进行解扩。
传统的基于话音业务的移动通信系统已经使用通过向数据信道分配一个或多个Walsh码而进行发送的方法，在这种情况下，包括多个支路的传统瑞克接收机解扩分配给每个支路的各个Walsh码和信道化码，对解扩信道进行信道补偿，并在多径符号合并器中合并经过信道补偿后的符号。当支持高速分组数据传输的基于CDMA的移动通信系统向用户可变地分配所有Walsh码以便有效地管理资源时，能够高速传输数据。也就是说，高速信道能够使用移动通信系统所能分配的所有Walsh码。
这样，当使用传统多径符号合并器的瑞克接收机使用多个Walsh码来调制通过数据信道接收的信号时，瑞克接收机必须采用多个Walsh码来分别调制它的每个支路。出于这个原因，瑞克接收机具有其支路具有大量开销的缺点，导致其硬件复杂性增加。为了消除这个缺点，近来考虑一种使用在码片级上执行多径信号的合并和信道补偿的接收机结构的方法。
下文中，将描述在合并单元执行解扩的情况下支路单元和合并单元的内部结构。
图11描述了在合并单元执行解扩的情况下支路单元和合并单元的内部结构的实例。
参照图11，支路单元1100包括M个支路，第一支路1110到第M支路1150，如图8的支路单元710。合并单元1180包括两个去交叉器1121和1161，以及两个合并器1123和1163。
首先，将在下面描述支路单元1110的内部结构。
如上所述，由于无线网络具有多个路径，该网络必须将多个路径划分成每个路径，然后接收每个路径上的信号。因此，无线网络必须包括从多个路径分别接收信号的多个支路。每个支路具有相同的操作，但处理不同的多径信号。作为几个实例，下面将描述图11中的第一支路1110和第M支路1150的每个操作。首先，由一个支路接收的多径信号，I-信道信号和Q-信道信号被输入到第一支路1110的解扰器1111。解扰器1111采用发送装置中用于I-信道信号或Q-信道信号的每个扰码来执行每个输入信号(I-信道信号或Q-信道信号)的解扰，并输出到第一天线信道补偿器1113和第二天线信道补偿器1115。该第一天线信道补偿器1113接收来自解扰器1111的解扩的I-信道信号和Q-信道信号，对每个信号进行信道补偿，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元1180的去交叉器1121。第二天线信道补偿器1115接收来自解扰器1111的解扩的I-信道信号和Q-信道信号，对每个信号进行信道补偿，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元1180的去交叉器1161。
如前述的方法，接收的多径信号，I-信道信号和Q-信道信号被输入到支路单元1110的最后支路第M支路的解扰器1151。解扰器1151采用发送装置中用于I-信道信号或Q-信道信号的每个扰码，来执行每个输入信号(I-信道信号或Q-信道信号)的解扰，并输出到第一天线信道补偿器1153和第二天线信道补偿器1155。该第一天线信道补偿器1153接收经过解扰的每个I-信道信号和Q-信道信号，对接收的信号执行信道补偿，然后将经过信道补偿的信号输出到去交叉器1121。第二天线信道补偿器1155接收经过解扰的每个I-信道信号和Q-信道信号，对接收的信号执行信道补偿，然后将经过信道补偿的信号输出到去交叉器1161。
去交叉器1121分别接收从包括在第一支路1100到第M支路1150中的第一天线信道补偿器1113到1153输出的码片，考虑多径等待时间根据时间对码片进行排序，然后将码片输出到天线1码片合并器1123。天线1码片合并器1123接收从去交叉器1121输出的I-信道信号和Q-信道信号，在码片级上合并接收的信号，并输出码片级的信号。同样，去交叉器1161分别接收从包括在第一支路1100到第M个支路1150中的第二天线信道补偿器1115到1155输出的码片，考虑多径等待时间根据时间对码片进行排序，然后将码片输出到天线2码片合并器1163。天线2码片合并器1163接收从去交叉器1161输出的I-信道信号和Q-信道信号，在码片级上合并接收的信号，并输出码片级的信号。
这样，天线1码片合并器1123在码片级上合并由第一天线接收的多径信号，并将I-信道信号和Q-信道信号输出到相应的信道。接着，I-信道信号和Q-信道信号通过多个信道化码(例如L个码)进行解扩，以便减少每个支路的硬件复杂性。以同样的方式，天线2码片合并器1163在码片级上合并由第二天线接收的多径信号，并将I-信道信号和Q-信道信号输出到相应的信道。接着，I-信道信号和Q-信道信号通过多个信道化码(例如L个码)进行解扩，以便减少每个支路的硬件复杂性。
作为参考，由下面给出的公式2来表示由第N个多径接收的信号的第K个信道的符号。
公式2SK(n)=Σj=1SF{{Σi=1fingerRij·cj·ai*}·wjk}]]>在公式2中，i、j、Rij、ai*、w和c分别表示支路下标、Walsh码下标、由第i个支路接收的第N个符号的第j个码片信号、第i个支路的导频滤波的共轭、Walsh码和扰码。
公式2表示在合并单元中发生信道解扩时接收的符号，而公式1表示在支路单元中发生信道解扩时接收的符号。比较公式1和公式2可以看出，这两个公式实质上彼此相同，除了它们的元素以不同的顺序来设置之外。因此，不论信道解扩的位置是在合并单元还是在支路单元，信道解扩的结果是一样的。
然而，接收装置在码片级上执行信道补偿并合并多径信号，当它解调高速信道信号时会消耗大量的功率。接收装置的功率消耗对移动台的整个功率具有严重的影响。移动台功率的过度损耗会引起许多问题。因此，需要一种能够最小化不必要的功率损耗和硬件复杂性以及支路开销的移动台接收方法。
发明内容
因此，进行了本发明以解决现有技术中出现的上述问题，本发明的一个目的是，提供一种接收装置和方法，可以最小化码分多址移动通信系统中的硬件复杂性。
本发明的第二个目的是，提供一种能够最小化功率消耗的接收装置和方法。
本发明的第三个目的是，提供一种能够在码分多址移动通信系统中采用后置解扰的接收装置和方法。
为了充分的实现这些目的，根据本发明的一个实施例，提供一种码分多址移动通信系统中的接收装置，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收装置包括支路单元，接收并信道补偿通过M个多径接收的多径信号；以及合并单元，接收从支路单元输出的多径信号，考虑多径等待时间根据时间对多径信号进行排序，合并排序后的信号，并通过一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
为了充分实现这些目的，根据本发明的一个实施例，提供一种码分多址移动通信系统中的接收装置，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收装置包括去交叉器，考虑多径等待时间根据时间来接收并排序通过M个多径的每个多径信号；支路单元，接收从去交叉器输出的排序后的信号，并对排序后的信号进行信道补偿；以及合并单元，接收和合并信道补偿后的信号，并通过一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
为了充分实现这些目的，本发明提供一种应用于码分多址移动通信系统的接收方法，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收方法包括下列步骤(1)接收并信道补偿通过多径的多径信号；以及(2)接收信道补偿后的信号，考虑多径等待时间根据时间来排序信道补偿后的信号，彼此合并排序后的信号，以及通过使用一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
为了充分实现这些目的，本发明提供一种应用于码分多址移动通信系统的接收方法，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收方法包括下列步骤(1)通过M个多径输入每个接收的多径信号，考虑多径等待时间根据时间来排序多径信号；(2)输入和信道补偿排序后的信号；以及(3)合并信道补偿后的信号，并使用一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
图1是示出普通高速下行链路分组接入(HSDPA)移动通信系统的发送装置的结构的实例图；图2是示出普通HSDPA移动通信系统中分配正交可变扩频因子(OVSF)码的实例图；图3是示出普通OVSF码树的结构的实例图；图4是示出发送机扰码发生器的内部结构的实例图；图5是示出图1中示出的加扰器的内部结构的实例图；
图6是示出使用OVSF码的信道化过程的实例图；图7是示出普通HSDPA移动通信系统的接收装置的结构的实例图；图8是图7中示出的支路单元和合并单元的内部结构的实例图；图9是示出接收装置扰码发生器的内部结构的实例图；图10是示出图8中示出的解扰器的内部结构的实例图；图11是示出如果合并单元执行解扩，支路单元和合并单元的内部结构的实例图；图12是示出根据本发明的第一实施例，使用后置解扰器的接收装置的内部结构的实例图；以及图13是示出根据本发明的第二实施例，使用后置解扰器的接收装置的内部结构的实例图。
具体实施例方式
下文中，将参照相应附图对本发明的优选实施例进行详细描述。需要注意的是，附图中的相同或相似元件都采用相同的标号。在本发明接下来的描述中，为了简明将省略对结合在本文中的公知功能和配置的详细描述。
图12示出根据本发明第一实施例，使用后置解扰器的接收装置的内部结构的实例图。
通常，接收装置包括支路单元、合并单元、发送天线分集解码器、解调器和解码器。为了简要表述，在图12中只示出了支路单元和合并单元。发送天线分集解码器、解调器和解码器的详细描述在本段中则进行了省略。
参照图12，支路单元1200包括多个支路，即第一支路1210到第M支路1220。作为一个实例，合并单元1250包括两个去交叉器1251和1261、第一天线码片合并器1253、第二天线码片合并器1263和两个解扰器。合并单元1250通过使用多个信道化码(例如，L个信道化码)，对从每个解扰器1255、1265输出的I-信道信号和Q-信道信号执行解扩，尽管图12没有直接示出该解扩过程。
首先，由天线接收信号。接收的信号是经过衰落的多径信号。多径上的信号被分别连接到目标支路。这样，接收装置必须包括许多支路，以便根据多径来获得信号增益。图12示出了包含M个支路的支路单元。而且，相应于接收装置的发送装置能够通过多个天线来发送信号。图12示出根据本发明的实施例，发送装置通过两个天线发送信号，接收装置采用两个天线，第一天线和第二天线来接收信号。
首先，将在下面描述支路单元1200的内部结构。
如上所述，由于无线网络具有多个路径，必须通过分离的多个信道中的每一个来接收信号。因此，无线网络必须包括多个支路，以接收来自多个路径的分离信号。每个支路具有相同的操作，但处理不同的多径信号。因此，作为图12中的一个示例，描述第一支路1210和第M支路1220的操作。首先，接收的多径信号，I_和Q_信道信号被输入到天线1信道补偿器1211和天线2信道补偿器1213。天线1信道补偿器1211对输入的I_和Q_信道信号执行信道补偿，并将信号输出到合并单元的去交叉器1251。天线2信道补偿器1213对输入的I_和Q_信道信号执行信道补偿，并将信号输出到合并单元的去交叉器1261。
类似的，接收的多径信号，I_和Q_信道信号被输入到支路单元1200内的第M支路1220中的天线1信道补偿器1211和天线2信道补偿器1213。天线1信道补偿器1211对输入的I_和Q_信道信号执行信道补偿，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元的去交叉器1251。天线2信道补偿器1223对输入的I_和Q_信道信号执行信道补偿，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元的去交叉器1261。
去交叉器1251接收从第一支路1210到第M个支路单元1220的天线1信道补偿器1211和1221输出的码片，考虑多径等待时间根据时间对码片进行排序，然后将排序后的码片输出到天线1码片合并器1253。天线1码片合并器1253接收来自去交叉器1251的I_和Q_信道信号，在码片级上合并信号，并将合并后的I_和Q_信道信号分别输出到解扰器1255。同样，去交叉器1261接收从第一支路1210到第M个支路单元1220的天线2信道补偿器1213和1223输出的码片，考虑多径等待时间根据时间对码片进行排序，然后将排序后的码片输出到天线2码片合并器1263。天线2码片合并器1263接收来自去交叉器1261的I_和Q_信道信号，在码片级上合并这些信号，并将合并后的I_和Q_信道信号分别输出到解扰器1265。这样，从天线1码片合并器1253输出的I_和Q_信道信号被单独输出到解扰器1255。这里，I_和Q_信道信号在码片级上被合并。
这样，解扰器1255单独接收来自天线1码片合并器1253的在码片级上合并的I_和Q_信道信号，采用应用于发送装置的扰码进行解扰并输出。这样，从天线2码片合并器1263输出的I_和Q_信道信号被单独输出到解扰器1265。这里，在码片级上合并I_和Q_信道信号。解扰器1265单独接收来自天线2码片合并器1263的在码片级上合并的I_和Q_信道信号，采用应用于发送装置的扰码进行解扰。
通过多个信道化码(例如，L个信道化码)单独解扩来自解扰器1255的解扰后的I_和Q_信道信号。这种方法减少了支路的硬件复杂性。当解扰后的I_和Q_信道信号通过L个信道化码被解扩时，在第一信道到第L信道上解调L个信道信号。这样，来自解扰器1265的I_和Q_信道信号通过多个信道化码(例如，L信道化码)被单独解扩。这种方法减少了支路的硬件复杂性。当解扰后的I_和Q_信道信号通过L个信道化码进行解扩时，在第一信道到第L信道上解调L个信道信号。
作为参考，由下面的公式3来总结由第N个多径接收的信号的第K个信道的符号。
公式3SK(n)=Σj=1SF{{Σi=1fingerRij·ai*}·cj·wjk}]]>在公式3中，i、j、Rij、ai*、w和c分别表示支路下标、Walsh码下标、由第i个支路接收的第N个符号的第j个码片信号、第i个支路的导频滤波的共轭、Walsh码和扰码。
公式3表示在使用后置解扰器的接收装置的合并单元，合并单元1250执行信道解扩和解扰时的接收符号，而常规公式1表示在支路单元中执行信道解扩和解扰情况下的接收符号。公式2表示在支路单元中执行解扰并在合并单元中执行信道解扩情况下的接收符号。比较公式1、公式2和公式3可以看出，这三个公式实质上彼此相同，除了它们的元素是以不同顺序来排列之外。因此，这三种情况，即在支路单元中执行解扰和信道解扩的情况、在支路单元中执行解扰并在合并单元中执行信道解扩的情况以及在合并单元中执行信道解扩和解扰的情况，其结果都是一样的。
接下来将解释图12中所示的使用后置解扰器的接收装置的优点。
首先，如上所述的常规装置，在解调使用多个Walsh码的数据信道上的接收信号的情况下，使用常规多径符号合并器的瑞克接收装置具有很多问题，即大的支路开销，增加了硬件复杂性等。通过在接收装置中使用码片级的信道补偿和多径信号的合并来消除上述问题。
但是，使用码片级的信道补偿和多径信号合并的这种接收装置在解调高速信道信号时会消耗大量的功率。接收装置的过载和其功率的大量消耗会影响移动台，从而产生严重的问题。但是如图12所述，使用后置解扰器的接收装置能够解调高速数据信道信号，同时最小化其功率消耗、其硬件复杂性和其支路开销。
接下来将描述根据本发明第二个实施例的使用后置解扰器的接收装置的内部结构的实例图。
图13示出根据本发明第二个实施例，使用后置解扰器的接收装置的内部结构的实例图。
在描述图13之前，如图12所述，本发明通常包括支路单元、合并单元、发送天线分集解码器、解调器和解码器。但是为了简明描述，在图13中只描述了支路单元1300和合并单元1350。在本段中省略了对发送天线分集解码器、解调器和解码器的描述。从图13可以看出，接收装置设置有去交叉器1301，它根据接收装置的情况，诸如接收天线的数量等，并不受到数量的限制。支路单元1300包括多个支路(例如M个支路，即第一支路1310到第M支路1330)。合并单元1350包括第一天线码片合并器1351、第二天线码片合并器1361和两个解扰器1353和1363。同样，尽管在图13中没有被直接示出，合并单元1350采用多个信道化码(例如L个码)来执行对I-信道信号和Q-信道信号的解扩操作。首先，由天线接收信号。接收的信号是经过衰落的多径信号。每个多径上的信号被连接到各个目标支路。这样，接收装置必须包括许多支路，以便根据多径来确定信号的增益。因此，图13示出了包含M个支路的支路单元。同样，相应于接收装置的发送装置能够采用多个天线来发送信号。图13示出了依据本发明的实施例，发送装置通过两个天线来发送信号，接收装置通过两个天线，第一天线和第二天线来接收信号的情况。
首先，如果在接收装置中收到多径信号，I-和Q-信道信号，接收的信号被单独输入到去交叉器1301。去交叉器1301接收I-和Q-信道信号，考虑多径等待时间根据时间对信号进行排序，并将排序后的信号输出到第一支路1310的第一和第二天线信道补偿器1311和1313。第一天线信道补偿器1311单独接收I-和Q-信道信号，信道补偿所接收的信号，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元1350的第一天线码片合并器1351。同样，第二天线信道补偿器1313单独接收I-和Q-信道信号，信道补偿所接收的信号，并将经过信道补偿的信号输出到合并单元1350的第二天线码片合并器1361。
同样的，多径信号(I-信道信号和Q-信道信号)被输入到支路单元1300中的第M个支路1330(最后的支路)的第一天线信道补偿器1331和第二天线信道补偿器1333。第一天线信道补偿器1331单独接收I-信道信号和Q-信道信号，信道补偿所接收的信号，并将经过信道补偿的信号输出到第一天线码片合并器1351。同样，第二天线信道补偿器1333单独接收I-信道信号和Q-信道信号，信道补偿所接收的信号，并将经过信道补偿的信号输出到第二天线码片合并器1361。
第一天线码片合并器1351接收从第一支路1310到第M支路1330内的每个第一天线补偿器1311和1331输出的I-信道信号和Q-信道信号，在码片级上合并信号，并将合并后的信号输出到解扰器1353。解扰器1353单独接收I-信道信号和Q-信道信号，采用发送装置用于I-信道信号和Q-信道信号的各个扰码来单独解扰I-信道信号和Q-信道信号。这样，第二天线码片合并器1361接收从第一支路1310到第M支路1330内的每个第二天线补偿器1313和1333输出的I-信道信号和Q-信道信号，在码片级上合并这些信号，并将合并后的信号输出到解扰器1363。解扰器1363单独接收I-信道信号和Q-信道信号，采用由发送装置用于I-信道信号和Q-信道信号的每个扰码来单独解扰I-信道信号和Q-信道信号。
通过多个信道化码(例如L个码)解扩从解扰器1353输出的解扰后的I-信道信号和Q-信道信号，以便减少每个支路的硬件复杂性。这样，通过采用L个信道化码来解扩解扰后的I-信道信号和Q-信道信号，来解调L个信道信号，即第一到第L信道信号。同样，使用多个信道化码(例如L个码)解扩从解扰器1363输出的解扰后的I-信道信号和Q-信道信号，以便减少每个支路的硬件复杂性。这样，通过使用各个L个信道化码来解扩解扰后的I-信道信号和Q-信道信号，来解调L个信道信号，即第一到第L信道信号。
作为参考，在接收装置的结构中，由下面的公式4来总结通过第N个多径接收的信号的第K个信道的符号。
公式4
SK(n)=Σj=1SF{{Σi=1fingerRij·ai*}·cj·wjk}]]>在公式4中，i、j、Rij、ai*、w和c分别表示支路下标、Walsh码下标、由第i个支路接收的第N个符号的第j个码片信号、第i个支路的导频滤波的共轭、Walsh码和扰码。
公式4表示在使用后置解扰器的接收装置的合并单元中执行信道解扩和解扰情况下的接收符号。当去交叉器位于支路单元之前时，公式4表示在合并单元中发生信道解扩和解扰时的接收符号。公式1表示在支路单元中发生信道解扩和解扰时的接收符号。公式2表示在支路单元中发生解扰，而在合并单元中发生信道解扩时的接收符号。比较公式1、公式2、公式3和公式4可以看出，这四个公式实质上彼此相同，除了它们的元素是以不同顺序排列之外。在这四种情况下，即在支路单元执行解扰和信道解扩的情况、在支路单元中执行解扰以及在合并单元中执行信道解扩的情况和在合并单元中执行信道解扩和解扰的情况下，结果是一样的。
当去交叉器位于图13的支路单元之前时，可以看到很多优点。
如果去交叉器位于合并单元之前或其内部，支路单元的支路通过它们自身的定时独立地进行操作。如图13所示，当去交叉器位于支路单元之前时，输入到支路单元的每个支路的信号的定时是相同的。因此，支路单元中的所有支路都通过相同的定时进行操作。
当考虑包含多个瑞克接收装置的多径干扰对消器(MPIC，multipathinterference cancellator)时，支路的数量将与包含在MPIC中的瑞克接收机装置的数量成比例减少。
如上所述，本发明具有最小化支路的开销和硬件复杂性的优点，并且通过采用后置解扰方式来最小化CDMA移动通信系统的功率消耗，能够解调高速数据信道信号。
尽管本发明采用特定的实施例进行说明和描述，但本领域的普通技术人员能够认识到，在不脱离本发明精神和范围的情况下可以在形式上和内容上对本发明进行各种改变。因此，本发明的范围将并不限于这些实施例，而是由所附的权利要求和等价的内容来限定。
权利要求
1.一种码分多址移动通信系统中的接收装置，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收装置包括支路单元，用于接收和信道补偿通过M个多径接收的多径信号；和合并单元，用于接收从所述支路单元输出的多径信号，考虑多径等待时间根据时间对多径信号进行排序，合并排序后的信号，并通过一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
2.根据权利要求1的接收装置，其中，所述支路单元包括M个支路，所述M个支路接收多径信号并通过N个天线信道补偿器中的每一个，对每个多径信号进行信道补偿。
3.根据权利要求2的接收装置，其中，所述合并单元包括N个去交叉器，用于接收从每个支路的每个天线信道补偿器输出的信道补偿后的信号，并考虑多径等待时间根据时间对信道补偿后的信号进行排序；N个天线码片合并器，用于接收从N个去交叉器中的每一个输出的排序后的信号，并在码片级上合并所述排序后的信号；以及N个解扰器，用于接收从N个天线码片合并器中的每一个输出的合并后的信号，并通过预置的扰码来解扰所述合并后的信号。
4.根据权利要求3的接收装置，其中，所述合并单元还包括解扩器，通过使用各个L个信道化码来解扩从N个解扰器中的每一个输出的解扰后的信号。
5.根据权利要求1的接收装置，其中，在所述合并单元中，在码片级上合并所述排序后的信号。
6.一种码分多址移动通信系统中的接收装置，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收装置包括去交叉器，用于考虑多径等待时间根据时间来接收并排序通过M个多径的每个多径信号；支路单元，用于接收从所述去交叉器输出的排序后的信号，并对所述排序后的信号进行信道补偿；以及合并单元，用于接收和合并信道补偿后的信号，并通过一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
7.根据权利要求6的接收装置，其中，所述支路单元包括M个支路，每个支路包括N个天线信道补偿器，所述天线信道补偿器分别接收和信道补偿所述多径信号。
8.根据权利要求7的接收装置，其中，所述合并单元包括N个天线码片合并器，用于输入和合并从每个支路的N个天线信道补偿器中的每一个输出的信道补偿后的信号；以及N个解扰器，用于接收从所述天线码片合并器输出的合并后的信号，并通过使用一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
9.根据权利要求8的接收装置，其中，所述合并单元还包括解扩器，通过使用各个L个信道化码来解扩从N个解扰器中的每一个输出的解扰后的信号。
10.根据权利要求6的接收装置，其中，所述去交叉器的数量与接收天线的数量成比例增加。
11.根据权利要求6的接收装置，其中，在码片级上合并所述信道补偿后的信号。
12.一种用于码分多址移动通信系统的接收方法，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收方法包括下列步骤(1)接收和信道补偿通过多径的多径信号；以及(2)接收信道补偿后的信号，考虑多径等待时间根据时间对信道补偿后的信号进行排序，彼此合并排序后的信号，以及通过使用一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
13.根据权利要求12的接收方法，其中，在步骤(1)中，考虑N个天线中的每一个，接收和信道补偿通过M个多径的多径信号。
14.根据权利要求13的接收方法，其中，步骤(2)包括下列步骤考虑N个天线中的每一个，接收M个多径中的每一个的信道补偿后的信号，以及考虑多径等待时间根据时间来排序信道补偿后的信号；在码片级上合并排序后的信号；以及通过一个预置的扰码在码片级上解扰每个合并后的信号。
15.根据权利要求14的接收方法，其中，步骤(2)还包括步骤通过各个L个信道化码来解扩每一个解扰后的信号。
16.根据权利要求12的接收方法，其中，在步骤(2)中，在码片级上合并排序后的信号。
17.一种用于码分多址移动通信系统的接收方法，其中，通过发送装置的N个发送天线来发送L个信道信号，并通过M个多径由接收装置接收，该接收方法包括下列步骤(1)输入通过M个多径接收的每个多径信号，考虑多径等待时间根据时间对多径信号进行排序；(2)输入和信道补偿排序后的信号；以及(3)合并信道补偿后的信号，并通过使用一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号。
18.根据权利要求17的接收方法，其中，在步骤(2)中，考虑N个天线中的每一个，接收和信道补偿通过M个多径的多径信号。
19.根据权利要求18的接收方法，其中，步骤(2)包括下列步骤在码片级上合并信道补偿后的信号；以及通过使用一个预置的扰码，在码片级上解扰每个合并后的信号。
20.根据权利要求19的接收方法，其中，步骤(2)还包括步骤通过使用各个L个信道化码来解扩每个解扰后的信号。
21.根据权利要求17的接收方法，其中，在步骤(3)中，在码片级上合并信道补偿后的信号。
全文摘要
公开了一种码分多址移动通信系统中使用后置解扰方案的接收装置，并提供了一种在码分多址(CDMA)移动通信系统的接收装置中，用于信道补偿接收的多径信号，考虑多径等待时间根据时间位置来排序信道补偿后的信号，合并排序后的信号，以及通过一个预置的扰码来解扰每个合并后的信号的方法。
文档编号H04B7/08GK1571294SQ20041005501
公开日2005年1月26日 申请日期2004年4月23日 优先权日2003年4月23日
发明者金鲁善, 金宪基, 林永析, 崔镇圭, 尹晸郁 申请人:三星电子株式会社