专利名称：使用匹配滤波器进行导频搜索的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及到数字蜂窝网通信移动单元进行的导频信号的检测。特别是，本发明涉及到在数字蜂窝网通信移动单元中使用匹配滤波器进行蜂窝网基站产生的导频的搜索和检测的方法和设备。
二.背景在码分多址(CDMA)扩频通信系统中，系统中的所有基站使用共享频带进行通信。这样的系统的一个例子在TIA/EIA标准TIA/EIA-95-B中描述，该标准题为“Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual ModeWideband Spread Spectrum Cellular System”，在这里引入作为参考。CDMA信号的产生和接收公开于美国专利号4,401,307题为“SPREAD SPECTRUMMULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMS USING SATELLITES OR TERRESTRIALREPEATERS”以及美国专利号5,103,459题为“SYSTEM AND METHOD FORGENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”，两者都转让给被本发明的代理人，并且在这里引入作为参考。
在各个移动单元与一个或更多基站之间交换射频(RF)信号。移动单元不是直接互相通信。基站例如使用各种媒体如地基电缆或微波链路，与基站蜂窝网或个人通信系统的控制器通信，该控制器在这里称为基站控制器(BSC)。BSC能够向公用交换电话网(PSTN)发送呼叫，或向分组交换网络，如因特网，发送数据分组。例如，在软越区切换中，基站还协调系统中基站的操作。
TIA/EIA-95是CDMA通信系统的一个例子。在TIA/EIA-95 CDMA通信系统中，从移动单元到一个或更多基站的通信在共享频率信道中进行，每一个占据大约射频带宽中的1.25MHz。具体而言，在接收基站通过基于使用高速率的伪噪声(PN)码的扩频CDMA波形特性区分占据一个给定频带的通信信号。PN码被用来调制发自基站和移动单元的信号。在给定的基站可通过区分不同PN码以及/或者通过区分相同PN码的相移方式，分开接收来自不同移动单元的信号。信号在截然不同的传播路径运行时，高速率的PN扩展同样允许接收基站接收来自单一发送站的信号。多路信号的解调公开于美国专利号5,490,165中题为“DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVINGMULTIPLE SIGNALS”以及美国专利号5,109,390中题为“DIVERSITY RECEIVERIN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”，两者都转让给本发明受让人，并且在这里引入作为参考。
在给定的“前向”(基站到移动单元)TIA/EIA-95 CDMA信道中的各种信道，包括数据信道、同步信道、导频信道以及一组寻呼信道，所有这些信道都是从基站向移动单元传送的。导频信道携带参考信号，通常称为导频信号。导频信号是由码片组成的按规律重复的数字模式，在其中每个码片由一个二进制数表示。在典型实施例中，导频信号的模式长32,768“码片”，以码片速率1.2288MHz重复。因此，该模式本身每26.6毫秒(ms)重复。
导频提供时间参考以及振幅和相位跟踪。导频信号允许移动单元在它通信能力范围内来识别和同步于基站的相对相位。与基站同步允许移动单元进一步精细定时，并可从基站接收数据信号。
然而，当移动单元移动，移动单元同步的基站可能变得更远或变得阻塞，来自不同站的信号可能变得太弱而不能继续接收。此外，当移动单元移动时，较近的先前阻塞的基站可能变得非阻塞了。来自较近基站的功率更强的信号可能随之抑制对来自较远的同步基站的较弱的信号的接收。
据此，移动单元必须周期性的进行发自其它可供选择的基站的导频信号的搜索，以便用更强更高功率的导频信号识别要与之同步的基站。总的来说，为了简化搜索，已同步的基站发送信号到移动单元，识别与已同步的基站相邻的基站的导频信道的相移。为了避免导频信号的重叠，邻近基站的导频信号之间通常相移至少64个码片。这样，例如，如果一个移动单元与一个以相对相移128个码片发送导频信号的基站同步，那么已同步的基站就能有以相对相移64个码片、192个码片以及也许256个码片进行广播的相邻基站。移动单元能够随之周期性地围绕由当前已同步的基站识别的特定相移(例如64,172以及256个码片)搜索邻近基站的导频信号，来确定是否要与另一个基站同步。
图1是早期信号检测电路或“搜索器”10的框图，可用于一个移动单元来在确定的给定相移上检查导频信号的功率或搜索在整系列的相移上搜索接收到的导频信号。搜索器10包括解扩展器12、相关器14、储能和分选模块16，以及处理控制器器18。
基站产生一个有两个分量的导频信号一个同相分量，或“I”分量；以及一个正交分量，或“Q”分量。使用这两个分量，基站调制或“扩展”导频信号。最通常的是，用于扩展CDMA信号的具体协议被称为四相相移键控(QPSK)扩展。例如，QPSK扩展在R.Prasad的“CDMA for wireless PersonalCommunication”(Artech出版社，1996)中被详细讨论。在接收到信号并使其通过模数转换器(未画出)后，解扩展器12在信号的I和Q分量上进行数学运算，来确保检测出正确的信号幅度。用于PN解扩展的数学运算包括期望的I和Q分量与接收到的I和Q分量的异或运算。该数学运算的细节以及用于典型解扩展器的详细组成都在本领域众所周知。
相关器14比较来自解扩展器12的输入解扩展信号并将其与参考信号相比较，该参考信号通常被称为期望信号。该期望信号能包含PN导频信号的一部分32,768码片模式，该导频信号以一个确定的相移馈给相关器。相关器14产生能量输出，指示出输入解扩展信号与参考信号间的相关程度。例如，当所有已比较的码片的精确匹配，将产生高能量的输出，而50％或更少的所有已比较的码片的匹配将产生低能量输出时，根据这些匹配程度，将产生高低不同的能量输出。
图2是极度简化的相关器14的示意图。被检测的信号在输入114输入到比较器112，并且期望信号在输入116输入到比较器112。以本应用为目的，将由基站发送的信号作为由1和-1组成的数字信号来讨论是很方便的。例如，相关器112能够进行乘法运算，使得如果信号的数字分量在输入114和116相匹配(例如，1，1或-1，-1)，那么输出118为1或者高电平；如果信号的数字分量在输入114和116不匹配(如-1，1或1，-1)，那么相关器112的输出118为-1或低电平。
输出118然后馈入积分器120，在整个作为期望信号使用的PN信号部分的周期对相关器的输出求和。例如，如果期望信号是1024个码片长度，那么积分时间将为(1024)(.81微秒)＝829微秒，这是因为在较佳实施例中每.81微秒一个码片到达。这样，当检测到的信号与期望信号匹配时，相关器的输出124会有较大的幅度。
此外，当存在导频信号与期望信号的匹配时，对于一个更强的信号来说相关器输出的幅度也会较大。这是因为当信号变弱时，也就是说，如果它以相对长的距离来传输或在不同物体上反射，该信号衰减。该衰减导致传送的导频信号码型的各个码片值的变化。这样，对于一个较弱的信号，即使导频信号以正被搜寻的相移传送，也可能较少的码片值得到匹配，因而相关器的积分器将不会累加信号较强时那么多的正值。这样，积分器的输出是被搜索的给定相位导频信号的强度或能量的相对表示。相关器的输出124的幅度越大，被检测的导频信号的能量就越高。
相关器14的输出被馈入储能和分选模块16。储能和分选模块16能执行许多功能。它能将在确定的阈值之上的相关器14的输出能量放置在存储器中。它也能将产生所存能量的相应的导频信号的相移放置在存储器中。作为选择，它能在与给定导频相移(诸如与同步基站的相邻基站相应的偏移)相应的预定的存储器位置中放置在该相移上的相关器14的能量输出。用于典型储能及分选模块的具体组成和操作，在本领域中广为人知，通常包括储存能量级和相移的RAM以及分选不同能量级的逻辑。
处理控制器18为移动单元提供总体控制并且确定移动单元应该与哪个导频信号以及因此与哪个基站同步。它能访问储能及分选模块16中的能量信息，以此数据作为这确定的基础。诸如处理控制器18的处理控制器包括微处理器、存储器以及总线，该配置在本领域中广为人知。
由于处理控制器18为移动单元提供总体控制，它仅可以分配少量时间来检查储能及分选模块16来确定是否移动单元应该与另一个基站重新同步。此外，连续收集相移不同于当前已同步导频信号相移的导频信号的幅度有关信息是耗时的。这样，即使移动单元能够与另一个更近的，或换句话说是更适合的基站同步，移动单元可能经常维持与给定基站的导频信号的同步。这将导致上述的信号干扰或弱信号困难。
此外，由于建筑物、山丘或其它障碍物的反射和/或大气条件，邻近的基站不会呈现从已同步的基站精确地相移64个码片。并且，依据已同步基站的位置，可能在已同步基站没有提供相移的地区存在另一个基站。因此，希望搜索导频信道整系列的32,768个相移，而不仅仅是以预定的64码片的倍数相位上偏移当前已同步基站的导频信道。与这样完整序列搜索相联系的搜索、分选、存储以及处理器控制检查能消耗相当多的处理控制器资源。
确定当移动单元移动时何时从一个基站切换信号到另一个基站的方法和设备同样被人们所知。一种这样的使用匹配滤波器的方法已被公开，例如，在美国专利号5,864,578(属于Yuen等人)，题为“MATCHED FILTER BASED HANDOFFMETHOD AND APPARATUS.”。然而，Yuen揭示的匹配滤波器必须可编程。这样的一个可编程的匹配滤波器生产是相对昂贵的，需要相当大量的功率来操作并且需要额外电路。由于典型的移动单元以有限供电的电池进行工作并且给电路用的空间有限，这将造成不便。
因此，就需要蜂窝网导频搜索改进措施。特别是，这样的搜索应能较快进行，而仍然包含完整导频序列的大部分。搜索器同样应考虑到较高频率的高优先级的导频相移的检测，诸如那些与已同步基站相邻的基站的搜索器。此外，这样的搜索应需要较少的处理控制器时间来监控。同样，搜索器应该以较低的成本生产，消耗较低的功率以及较紧致。
发明概述本发明包括数字蜂窝网通信系统的移动单元中的信号检测电路或“搜索器”。信号检测电路包括用于将接收的数字输入模式与预定的期望数字模式相比较的匹配滤波器。匹配滤波器包括多个抽头，每一个抽头用于检测单一数字信号分量。匹配滤波器也包括至少一个与抽头连接的加法器。当由多个抽头检测的数字信号分量符合预定的数字模式时，加法器产生一个较大的信号。
信号检测电路也能包括与匹配滤波器并联的相关器。相关器同样也用于将接收的数字输入模式与预定的数字模式相比较。匹配滤波器和相关器最好都与移动单元的中央处理控制器分开。
匹配滤波器能方便地在较短的时间内贯穿整个系列的导频信号相移进行搜索。由于包括相关器作为检测电路的一部分，对少量特定导频信号相移的并行搜索能方便地在更短的时间内进行。此外，如果匹配滤波器和相关器与接收机的中央处理控制器分开，将由匹配滤波器和相关器产生最少量的处理资源用于监控所需的结果。
本发明的另一方面包括检测数字蜂窝网通信信号的方法。根据该方法，数字信号输入匹配滤波器。匹配滤波器将输入数字信号的数字模式与预定的数字模式比较。如果输入数字信号的数字模式与预定的数字模式相匹配，匹配滤波器随之产生较高的输出信号。
附图简述图1是用于数字蜂窝网移动单元的早期导频信号搜索器的框图。
图2是与图1所示的导频信号搜索器一起使用的高度简化的相关器的框图。
图3a是根据本发明的说明第一相位导频信号和检测一部分第一相位导频信号的匹配检测设备以及这样的匹配检测设备的输出的图。
图3b是根据本发明的说明第二相位导频信号，图3a所示的匹配检测设备在检测一部分第二相位导频信号之前，以及匹配检测设备的相关输出的图。
图3c是根据本发明的说明图3b所示的第二相位导频信号和图3a所示的检测一部分第二相位导频信号的匹配检测设备，以及匹配检测设备的相关输出的图。
图3d是根据本发明的相对低功率的导频信号和图3a所示的检测相对低功率导频信号的匹配检测设备，以及匹配检测设备的相关输出的图。
图4是根据本发明的包括解扩展匹配滤波器的导频信号搜索器的框图。
图5是根据本发明的、可与图3所示的导频信号搜索器一起使用的解扩展匹配滤波器的示意图。
图6是能与图5所示的解扩展匹配滤波器并行使用的图3所示的主搜索器的框图。
图7是可与图5所示的主搜索器一起使用的解扩展相关器的示意图。
详细描述本发明包括迅速检测被移动蜂窝网单元接收的不同相位导频信号的强度或功率的方法和设备。如上所述，因为每个基站以不同的相移发送导频信号，通过迅速检测接收的拥有不同相位的导频信号的强度，移动蜂窝网单元能够有效地确定最适合的与其同步的基站。
图3a、3b、3c以及3d是显示根据本发明的导频信号检测的图。在图3a中，导频信号310有具体码片值的数字信号模式，以1和-1表示。如同背景部分所述，每个基站发送的每个导频信号拥有相同的数字信号模式。然而，如上文所指明的那样，每个导频信号可能是另一个的偏移形式。导频信号310由移动单元(未画出)以一系列的方式接收。移动单元包括配置成带有至少一部分导频信号的数字信号模式的匹配检测器312。具体而言，以说明为目的，在图3a-3d中，匹配检测器配置成6码片序列(1，1，1，-1，-1，-1)。如下所述，实际的匹配检测器较佳地配置成更长的码片序列。匹配检测器可以编入软件中或如下所述的编入硬件电路中。
当移动单元接收导频信号310时，它实际上接收了发送信号和噪声的混合信号。以简化为目的，接收的导频信号310和噪声的混合信号在此被称为导频信号310。当移动单元串行接收导频信号310时，一部分导频信号310的数字信号模式同匹配检测器312中配置的数字信号模式比较。因为匹配检测器312被配置成带有至少一部分特定的数字导频信号模式，在连续接收导频信号310期间的某些点上，正被比较的导频信号310的该部分模式将可能与配置于匹配检测器312中的模式匹配。这种情况在图3a中示出。特别的，导频信号310的314部分与配置于匹配检测器312中的该部分导频信号模式匹配。当产生匹配时，匹配检测器能产生匹配信号。
虽然图3a显示了匹配检测器312与导频信号310的314部分的完全匹配，但主要由于接收的导频信号中的噪声，不会产生配置于匹配检测器中的导频信号模式该部分的所有码片的完全匹配。这样，匹配检测器最好能配置成依据匹配的码片的数量产生不同幅度的信号。最好但不是必须的是，匹配的码片的数量越多，匹配检测器312产生的信号幅度越大。这样，如图3a所示，例如，匹配检测器312产生的信号316可以是电压，并且匹配的码片越多，所产生的电压信号越强。因此，如图3a中的坐标格315所示，对于较完全的匹配，在；较完全匹配产生的时刻匹配检测器312将产生较高的电压尖峰信号316。在水平坐标轴350上的时间指示上，相对时间示为t1。指示匹配的电压尖峰信号的幅度以及尖峰产生的相对时间t1能储存在本地存储器中。
如背景部分所述，数字码片模式同样适用于由任何基站发送的导频信号。然而，不同基站发送的导频信号的相位被偏移。图3b显示了与第一导频信号一样但相位上偏移时间t2的、拥有相同1和-1数字模式的第二导频信号320。这可以通过以下事实看出，即与配置于匹配检测器312中码片的导频信号320匹配的324部分从导频信号310中相同的部分314偏移时间t2。这样，在匹配检测器312与第二导频信号320之间，在相对时间t1不产生匹配。因此，如时间—电压坐标格325所示，匹配检测器输出的信号326在相对时间t1有较小的幅度。
然而，如图3c所示，在以t2的相移时间偏离时间t1的相对时间t3匹配检测器312将指示出导频信号320的匹配。这样，如时间—电压坐标格335所示，匹配检测器312的输出信号336将在时间t3相对较大。如同导频信号310一样，指示匹配的信号336的幅度以及匹配出现的相对时间t3都能存储于本地存储器中。
如背景部分所述，当移动单元与基站同步时，它从那个基站以分配给基站的绝对码片偏移的形式接收绝对时基。这样，移动单元能够使用这个绝对码片偏移来向检测出大幅度的信号的相对时间(诸如t1和t3)分配绝对码片偏移。例如，移动单元能确定在码片偏移64处产生相对时间t1，并且在码片偏移128处，即t1后64码片处，产生相对时间t3。
此外，因为匹配检测器312产生的信号幅度与匹配的码片数成比例，匹配检测器的信号的相对幅度就指示出已检测信号的相对强度。这是由于导频信号的功率越弱或低，随它而接收到的噪声越多。并且，噪声越多，移动单元接收到的码片模式中的误差越大。这样，平均来说，对于相对较弱的导频信号，相对少的码片将在配置于匹配检测器中的部分导频信号中匹配。
这种情况在图3d中示出，图3d显示了比第一导频信号310更弱的第三导频信号330。方框334显示了配置于匹配检测器312的导频信号330的数字码片模式部分。导频信号330的这个部分应在时间t1与配置于匹配检测器312的码片匹配。然而，如该图所示，由于噪声造成的误差，不是所有配置于匹配检测器312的码片在导频信号330的334部分中匹配。具体而言，由于与信号一起接收的噪声，314部分中的第三和第四码片分别从1倒置为-1，从-1倒置为1。这样，如时间—电压坐标格345所示，匹配检测器产生的信号346的幅度相对低于由更强功率的导频信号310产生的信号316的幅度。这指示出当移动单元在接收导频信号330时，该信号比导频信号310更弱并且因此可能更不适合于同步。
如上所述，通过收集导频信号相位和幅度信息，移动单元能确定是否除了当前已与之同步的基站外的基站更适合同步。例如，移动单元可能当前在发送64个码片偏移的导频信号的基站上同步。并且，匹配检测器312检测出128个码片偏移的导频信号比以64个码片偏移检测的导频信号幅度更大(也就是说，在匹配上产生更高幅度的输出信号)。因此，如果移动单元与发送128个码片偏移的导频信号的基站重新同步，那么移动单元可以更有效地运转，也就是说产生更清楚的传送和/或更不可能丢失接收到的传送。
上述的方法和设备能方便地在相对短的时间内为相对强的导频信号检查整个序列的导频信号相移。特别是，如背景部分所述，每一个导频信号码片模式在自身重复前延续32,768个码片。这样，就有32,768个可能的导频信号的相位。对每一个导频信号的相位，在整个导频信号连续通过匹配检测器期间，配置于匹配检测器中的导频信号模式部分将必定产生。据此，为了在导频信号可能的32,768个相位的每一个上检测匹配，接收的信号必须以整个导频信号通过匹配检测器的时间连续通过匹配检测器。并且，由于导频信号以1.2288MHz的频率发送，这就需要26.6毫秒。因此，使用本发明的方法和设备，使用单一的匹配滤波器能在26.6毫秒内方便地检测整个序列的导频信号相移。在备择实施例中，两个或更多的匹配滤波器并行操作，其中每一个匹配滤波器搜索不同的相移。如此，在26.6毫秒的一部分时间内就能检测整个序列的相移(例如，当使用两个匹配滤波器时是13.3毫秒，当使用三个匹配滤波器时是8.87毫秒，等等)。上述匹配检测器与图2所示且背景部分所述类型的相关器并联使用也是在本发明的范围之内。如背景部分所述，相关器能在第一相移搜索并且如果没有检测有效的能量就切换到在其它相移搜索，这些相移可能是仅仅是通过改变参考信号的相位而离第一相移成百或成千个码片。此外，虽然通过满26.6毫秒的搜索能得到相关器中的最大能量信息，如果在仅仅26.6毫秒的一部分之后在给定相移上检测到无效或非期望的能量，该搜索就作废并且在另一个相移上启动新的搜索。
这样，通过使用与诸如匹配检测器312的匹配检测器并联的相关器，该相关器能在导频信号的相移范围内检查移动单元当前与之同步的基站的相移。同时，匹配检测器能方便地扫描整个序列的相移来检查相关器可能漏过的其它强导频信号，这是由于相关器仅仅检查导频信号相移的全部序列的一个小子集。这就方便地在相对短的时间内(～26.6毫秒)在整个序列的导频信号相移上向移动单元提供导频信号的强度的信息，而仍然允许在更高速率上(例如，能在～26.6毫秒内检测两个、三个或更多相邻的相移)监视更高优先级的相移(例如，与当前已同步的基站相邻的基站的相移)。
如上所述，相关器提供了有效的在特定偏移搜索导频的手段。此外，对大量码片求和的相关器能常常比匹配滤波器提供更可靠的关于当前检测出的导频信号的估计。虽然匹配滤波器可能不能像上述成本可比的相关器那样提供可靠估计，但是匹配滤波器提供一种在未知偏移上检测相对强的导频信号的快速有效的手段。因此，匹配滤波器能够在各种情况下证明是有用的，如当电话机一通电就定位于第一导频信号。又，当由基站发送的邻站列表未能通知移动单元可接收的导频信号时，匹配滤波器仍然使移动单元可快速找到导频信号。因为邻站列表还未向相关器指示出搜索该导频信号的偏移，单独使用相关器来查找这样的导频信号证明是会耗费较长的时间。
下述是本发明的具体实施例。要认识到本发明并不局限于上述的具体实施例。可以构造许多本发明的广泛的不同实施例而不违背本发明的要旨和范围。
图4是根据本发明的匹配滤波器辅助型信号检测电路或搜索器210的实施例的框图。搜索器210包括解扩展匹配滤波器212，其输出馈入储能和分选模快214。储能和分选模快214与处理控制器器218连接。搜索器210也包括与解扩展匹配滤波器212并联的主搜索器216。主搜索器216可以类似于上述的先前样式的搜索器10。主搜索器216同样与处理控制器218连接。
解扩展匹配滤波器212用于解扩展以及检测配置有搜索器210的移动单元所接收的导频信号。图5是显示解扩展匹配滤波器212的实施例的示意图表。如背景部分所述，PN导频信号包括同相(I)和正交(Q)分量。为了适应这两个信号分量，匹配滤波器212包括I-输入220以及Q-输入222。匹配滤波器212也包括多个I-抽头224a、224b、224c以及224d来保持并读取一个导频信号模式分量的值(例如，一个二进制位或码片)。I-抽头224a-224d相继沿I-主线228分布。Q-主线230包括相继沿其分布的多个Q-抽头225a、225b、225c以及225d。在每一对抽头224a-224d和225a-225d之间，是用于将每个抽头上的码片值保持一段预定的时间的的延迟电路226。延迟电路226可以是任何将从输入到输出的信号的传送延迟一段预定的时间的设备并且最好是简单的锁存器。
在I-主线228的末端，与I-输出233相邻的最好是I-积分器234并且在Q-主线230的末端，与Q-输出235相邻的是Q-积分器236。I-积分器234和Q-积分器236用于累加保持于抽头224a-224d和225a-225d上的码片值。多个抽头线240a-240h连接I-抽头224a-224d和Q-抽头225a-225d到I-积分器234和Q-积分器236。I-输出233和Q-输出235然后馈入末级积分器239。在典型实施例中，末级积分器239将I-输出的平方和Q-输出的平方相加，并且相应地产生匹配滤波器的电压输出即匹配滤波器输出242。匹配滤波器的输出242馈入储能和分选模快214。匹配滤波器212通过在检测到匹配时输出较大能量的信号来检测与预定数字模式匹配的导频信号。此外，如背景部分所述，它将最初由基站扩展的导频信号解扩展。实现此解扩展，以便补偿任何相位中的相对偏移，该偏移可能发生在来自基站的信号传输中的导频信号上。匹配滤波器最好实现QPSK解扩展方案。然而，匹配滤波器212实现任何类型的解扩展方案都是在本发明的范围之内。
为进行这些操作，接收到的数字导频信号的I-分量馈入I-输入口220并且接收到的数字导频信号的Q-分量馈入Q-输入口222。导频信号的Q-和I-分量各自馈入输入口220和222的速率，也就是匹配滤波器212的“采样”速率，允许分别在抽头224a和225a上每个采样放置导频信号的一个码片。该采样速率最好仅仅是导频信号的频率，其在本实施例中是1.2288MHz。然后I-主线228和Q-主线230中的第一延迟电路226使导频信号延迟，最好是在第一抽头224a和225a上保持码片值大约.81微秒，即导频码片周期。然后延迟器226分别将抽头224a和225a上的码片值传到抽头224b和225b。
因为在本较佳实施例中，.81微秒是导频码片周期，该延迟时间允许在分别从224a和225a到224b和225b传送第一码片值的同时，在抽头224a和225a上放置导频信号的第二码片值。该进程持续进行直到匹配滤波器212的每一个抽头224a-224d和225a-225d有码片值。
根据下述表1，在每一个采样时刻，也就是大约每.81微秒，通过抽头线240a-240h，第n抽头的码片值分别被发送到I-和Q-积分器234和236。
表1如表1中那样通过发送I-和Q-分量码片值到I-和Q-积分器，匹配滤波器212既解扩展输入的QPSK导频信号又在预定的信号匹配时提供最大的输出。预定的匹配滤波器搜索的码片值序列通过抽头线240a-240h各自与I-和Q-积分器234和236的互连或映射，配置于匹配滤波器中，这样的一个例子在图5中示出。在下面阐述的方式中，表1可以作为“键”来确定如何将抽头线250a-240h与I-和Q-积分器234和236各自互连，以在预定的信号匹配时，将输入导频信号QPSK解扩展并且提供最大限度的输出。
根据QPSK解扩展方案，为了检测预定的拥有例如1，1，-1，-1的I-码片序列和例如-1，-1，1，1的Q-码片序列的导频序列，将实施图5所示的抽头线的互连和映射。根据表1完成该映射。表1的第一和第二列(各自以第n I-期望值和第n Q-期望值为标识)显示了四种I-和Q-码片值的组合，其中每一种可能组成一组同时发生的预定导频序列的I-和Q-码片值，也就是对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)对的四个可能值。具体来说是第一行的(1，1)、第二行的(1，-1)、第三行的(-1，1)以及第四行的(-1，-1)。图表1的第三和第四列显示了如果I-抽头上的期望码片值是1同时Q-抽头上的期望码片值是1，也就是(第n I-期望值，第n Q-期望值)组合是(1，1)，如何将I-抽头和Q-抽头连接到I-积分器和Q-积分器。I-输出列(第三列)的第一行的“In”指示出，对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，1)，I-抽头的实际值直接发送到，也就是直接连线到I-积分器234。图表1的Q-输出列(第四列)中的“Qn”指示出，对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，1)，Q-抽头的实际值直接发送到，也就是直接连线到Q-积分器236。
对于拥有1，-1，-1，1的I-码片序列和-1，-1，1，1的Q-码片序列的预定导频序列，对要与积分器234和236互连，以(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，1)产生最大输出的I-抽头和Q-抽头将是抽头224d和225d。这是由于在期望导频序列中，(1，1)的(第n I-期望值，第n Q-期望值)是预定导频序列中产生的第四个组合，并且I-抽头224d和Q-抽头225d是分别从I-输入220和Q-输入222分别沿I-主线228和Q-主线230的第四对抽头。
这样，如图5所示，I-抽头的值1通过抽头线240d被直接发送到I-积分器234并且Q-抽头的值1通过抽头线240h被直接发送到Q-积分器236。这分别向I-和Q-积分器234和236提供了最大值，即1和1，来产生最大输出值。
表1的第二行显示了对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，-1)，I-抽头和Q-抽头将如何与积分器234和236互连。为产生最大匹配滤波器输出信号以及QPSK解扩展输入导频信号，对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，-1)，第二行的I-输出列中的“-Qn”指示出把Q-抽头上的实际值反相并且转发到I-积分器234。第二行的Q-输出列中的“In”指示出把I-抽头上的实际值直接转发到Q-积分器236。对于拥有1，1，-1，-1的I-码片序列和-1，-1，1，1的Q-码片序列的示例预定导频序列，(1，-1)的(第n I-期望值，第n Q-期望值)以第一组合出现。这样，要与积分器234和236互连以对(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，-1)产生最大输出的I-抽头和Q-抽头将是抽头224a和225a，它们是输入220和222之后的主线228和230中的第一对抽头。
这样，如图5所示，I-抽头224a上的I-抽头值1通过抽头线240a被发送到Q-积分器236并且在Q-抽头上的Q-抽头值-1通过抽头线240e通过反相器241e被发送到I-积分器234。这样，当输入码片值与预定码片值匹配时，把1发送到积分器234和236来使抽头224a和225a的和最大化。
表1的第三和第四行以上述表1的第一、第二行的方式实现。在第三行中，如在抽头224c和225c上的情况那样，对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(-1，1)，I-抽头值-1经抽头线240c通过反相器241c被发送到Q-积分器236，并且Q-抽头值1经抽头线240g被直接发送到I-积分器234。因为I值-1被反相并且Q值1被直接发送，当在抽头224c和225c上存在与期望值(-1，1)匹配时，积分器234和236把抽头224c和225c的总和加到最大。最后，如果例如在抽头224b和225b上的情况，(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(-1，-1)，I-抽头值-1经抽头线240b通过反相器241b被发送到I-积分器234，并且Q-抽头值-1经抽头线241f通过反相器241f被发送到Q-积分器236。同样，当在抽头上存在与期望值(1，1)匹配时，对于抽头224d和225d这种映射在积分器234和236中产生最大和。
每个积分器234和236对来自抽头线240a-240h的输入求和。I-输出233和Q-输出235随之馈入末级积分器239。末级积分器239最好是对I-输出和Q-输出的值求平方，并且最好是对结果求和。这样，末级积分器239从电压信号中有效产生能量度量。该能量度量可以是多位数字信号并且对于匹配滤波器抽头上的数字信号与匹配滤波器的预定序列匹配的时刻较大。
匹配滤波器212中只画出了8个抽头224a-224d以及225a-225d。对于32，768个码片的数字信号长度，匹配滤波器的每一条主线中可以使用直到32,768个抽头。然而，制造带有如此多抽头的匹配滤波器是极其困难和比较昂贵的，并且这是不必要的。为了检测导频信号模式的存在，仅仅需要使用一部分码片模式。然而，为了将错误匹配的可能性降至最低，匹配滤波器212在每一条主线228、230中最好有至少16个抽头。更佳的是，匹配滤波器212包含大约1024个抽头；其中512个在I-主线228中，512个在Q-主线230中。
通过以1.2288MHz的速率采样并通过在连续的抽头上移动且保持这些采样，匹配滤波器212能建立接收到的信号采样的记录。此外，如背景部分所述，不同基站发送的导频信号彼此是相同的，仅在相位中移位或偏移。这样，由于匹配滤波器212的采样速率与广播导频信号的频率相同，并且假设匹配滤波器212的每一条主线228、230中有512个抽头，在获得每个单一码片的采样时，匹配滤波器212对给定相移的导频信号的全部512个码片检查匹配。当占多数的大量抽头(理想的情况是全部)发送+1而不是-1到积分器234和236时，匹配滤波器212检测出匹配。
如上所述，在匹配滤波器212中，仅当抽头上的实际值符合期望值时，该值才从抽头发送到积分器234和236。另外，-1被发送到积分器234和236，这将降低积分器234和236的输出幅度并且降低匹配滤波器的末级积分器239的输出幅度。这样，匹配滤波器212的抽头上的符合期望码片值的接收码片值的数量越多，匹配滤波器212的输出幅度越大。如以上对图3a-3d说明的那样，导频信号越强，将与预定导频序列匹配的该导频信号接收码片值的数量越多。这样，匹配滤波器212的输出的幅度提供了接收的导频信号的相对强度的指示。
因此，在匹配滤波器的输出235产生的较高的电压幅度将指示出在给定相移上存在较强的导频信号。匹配滤波器212经输出242发送输出能量级到储能和分选模块214。
储能和分选模块214可以包括存储器性能(如RAM)以及提供分选不同能量级信号的逻辑。如果在匹配滤波器主输出242检测到较大幅度信号，该信号的幅度和相移将由储能和分选模块214储存。有各种方法能用于配制储能和分选模块214存储来自匹配滤波器212的检测信息。例如，储能和分选模块214可以配置成仅仅存储关于幅度大于预定值的信号的信息。作为选择，储能和分选模块214能在与给定幅度联系在一起的存储位置存储关于给定幅度的信号的信息。执行这些功能的存储器和逻辑部分的实现和配置，在本领域中广为人知。
如图4所示，储能和分选模块214的输出馈入处理控制器218。处理控制器218包括标准微处理器、存储元件、以及数据和地址总线。处理控制器218通常控制移动单元的操作。此外，处理控制器能分别通过总线217和215监控或控制匹配滤波器212及储能和分选模块214的操作。例如，它可以设置储能和分选模块214进行存储的阈值能量值或清除储能和分选模块214的存储值。执行这些功能的微处理器和其它部件的实现和配置以及下述的功能，在本领域中广为人知。
如背景部分所述，一旦移动单元定位并且获得较强的导频信号，该导频信号就将移动站的时基与发送该导频信号的基站同步。这样，就提供给移动单元它所接收的较强导频信号的绝对相移。通过比较主搜索器216检测当前已同步的基站的导频信号和匹配滤波器212检测每一个较强导频信号的时间，处理控制器218能确定匹配滤波器218检测的每个导频信号的绝对相移。
处理控制器218能够以各种方式使用关于相移和检测出的导频信号的能量的信息。例如，处理控制器218能够警告主搜索器216在上述一个或更多绝对相移上开始搜索。此外，如背景部分所注释，处理控制器218决定移动单元应与哪个基站同步。同样，如背景部分所注释，处理控制器218可能已与不是离移动单元最近的基站同步。这样，储能和分选模块214能够警告处理控制器218何时检测出拥有高于确定阈值的幅度的信号。这将允许处理控制器218确定是否应同于不是当前已与之同步的基站的其它基站。当从储能和分选模块214的输出确定匹配滤波器212检测出的导频信号的能量级高于构成最早达到导频信号的某阀值时，这将会发生。作为选择，处理控制器218能周期性地查询储能和分选模块214来检查在不同于当前移动单元与之同步的相移的相移上的较大幅度的导频信号，而不是每当判定能量高于某阀值时，储能和分选模块214向处理控制器提供度量。
如上所述，匹配滤波器212接收到的每一个采样允许搜索器210有效地检查给定相移上导频信号的存在。在较佳实施例中，搜索器210最好大约每隔.81毫秒获得一个采样。这样，为在32,768个相移的序列上检查导频信号的存在仅仅需要大约26.67毫秒(ms)，这是由于编入匹配滤波器212能够方便地在较短的时间内搜索整个导频信号相移序列。
此外，匹配滤波器212不必是可编程的。如上所述，对于所有的基站，导频信号的数字模式是相同的。在基站之间改变的是模式的相位而不是模式本身。这样，该模式的单一的部分能永久地配置于匹配滤波器212中。这就允许方便地以较低的成本制造匹配滤波器212。同样，由于匹配滤波器212不必是可编程的，它只消耗较低的功率。
如图4所示，匹配滤波器212及储能和分选模块214最好与搜索器216并行使用。图6是显示主搜索器216的组成的框图。主搜索器216与背景部分所述的搜索器10相似，并且包括解扩展相关器250及储能和分选模块252。图7显示了解扩展相关器250的较佳实施例的示意图。如相关器14对单一期望信号所做的那样，解扩展相关器250使I-和Q-输入信号与期望或搜索的I-和Q-输入信号相关。相关器250同样解扩展导频信号输入，最好是使用QPSK方案来校正任何可能在传输期间出现的对导频信号310的相对相移。
解扩展相关器250包括I-输入262和Q-输入260，每一个都与Q-多路复用器(Q-MUX)264和I-多路复用器(I-MUX)266相连。Q-MUX264的输出由控制线268的状态决定，并且I-MUX264的输出由控制线270的状态决定。控制线268和270的状态由至异(XOR)门276的第n I-期望输入和第n Q-期望输入决定。第n I-期望值和第n Q-期望值分别是解扩展相关器搜索的导频信号的I-和Q-分量，也就是期望导频信号。控制线270包含反相缓冲器278来反置XOR门276的状态输出。Q-MUX264的输出充当XOR门294的一个输入。XOR门294的另一个输入是第n I-期望值，即主搜索器216搜索的导频信号的I-分量。I-MUX266的输出充当XOR门280的一个输入。XOR门280的另一个输入是第n Q-期望值，即主搜索器216搜索的导频信号的Q-分量。
XOR门294的输出馈入Q-积分器282并且XOR门280的输出馈入I-积分器284。Q-积分器282和I-积分器284都在在预定的一段时间内对它们各自的输入上的信号求和。I-积分器284和Q-积分器282的输出随之馈入末级积分器286，末级积分器将Q-积分器和I-积分器的输出值平方，并且将平方值加在一起来在末级输出288产生能量输出。该值随之馈入储能和分选模块252。
解扩展相关器250进行QPSK解扩展并且根据上述表1对输入信号取相关。解扩展相关器250为期望数字信号输入(第n I-期望值，第n Q-期望值)输出表1所需的(In，Qn)。例如，对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，-1)，根据表1第二行，发送到I-积分器282的信号第n I-输出应该是-Qn，并且发送到Q-积分器的信号第n Q-输出应该是In。这样，如果接收到的I输入和Q输入是期望信号，也就是(1，-1)，那么-Qn＝1并且该值被发送到I-积分器282，并且In＝1并且该值被发送到Q-积分器284。
解扩展相关器执行该功能如下对于(第n I-期望值，第n Q-期望值)＝(1，-1)，XOR门276的输出是1。这样，Q-MUX264选择Q输入的值-1馈给XOR294。如果已采样的导频信号符合期望的导频信号，也就是(I输入，Q输入)＝(1，-1)，那么第n I-期望值＝1并且XOR门294输出1来加到Q-积分器282所求的和中，使其最大。在I-信道，如果XOR276的输出是1，那么由于反相器278，I-MUX266的控制输入值将为-1。这就在I-MUX的输出292上置I输入。对于I输入＝1以及第n Q-期望值＝-1，XOR门280的输出为1，它将加到I-积分器284所求的和中，使其最大。与其它可能的表1列出的(第n I-期望值，第n Q-期望值)的组合匹配也同样产生1，由积分器282和284求和。这样，当输入信号模式(I输入，Q输入)与期望信号模式(第n I-期望值，第n Q-期望值)匹配时，Q-积分器282和I-积分器284产生的信号将较大。
如上所述，Q-积分器282和I-积分器284的输出馈入末级积分器286，并且最好是平方求和。这样，如果解扩展相关器250的输入与期望信号匹配，末级积分器286的能量输出将较高。因为要产生高能量的输出，输入信号必须与期望信号匹配，并且期望信号的相位必须是主搜索器正试图检测的信号的相位。
此外，收集对于给定相位的数据来确定是否存在匹配的时间是积分器282和284的积分时间。这样，为了搜索给定相移的导频信号，有同样相移的期望信号被馈入解扩展相关器250。同样，把积分器282和284的积分时间被设置成与收集给定相移数据的时间量相等。这样，仅将给定相移的匹配被加到末级输出288的末级输出能量上。同匹配滤波器212一样，解扩展相关器250以最好是1.2288MHz的导频信号频率进行输入采样。这与期望信号馈入解扩展相关器250是相同的频率。
由于仅当存在与期望信号的匹配时，+1被发送到积分器282和284，如果接收到的信号不是精确地与期望信号匹配，一些-1将被发送到积分器282和284。这将降低这些积分器的输出的幅度并且因此降低来自末级积分器286的解扩展相关器250的输出。如以上对图3a-3d讨论的那样，接收到的导频信号越强，匹配理想期望的导频序列码片值匹配的实际码片值越多。这样，接收到的导频信号越强，积分器282和284相加的+1越多，从而相加的-1越少，解扩展相关器250的输出的幅度就越高。这样，解扩展相关器的输出的幅度提供了接收到的导频信号的相对强度的指示。
每一个匹配仅仅在输出288上将一个较小的量加到能量值上。因此，相关器250必须获取足够的将与期望信号比较的采样来产生足够高的能量，这样可以合理地确定是否已检测出较强导频信号或仅仅发生了一些随机匹配。这样，给定相位的期望信号必须馈入解扩展相关器250一段足够长的时间收集匹配数据来考虑合理的确定是否已检测出较强匹配。虽然许多预定的连续采样必须在它能被确定是否导频信号可能在给定相移上出现之前进行，如果在收集上述的预定数量的连续采样之前明显缺乏相关性的话，过早地结束采样收集是可能的。例如，如果产生较高的能量，可以继续进行采样。然而，如果在想要的采样的有效部分被收集之后产生较低的能量，积分器282、284和286中收集的信息将被丢弃，期望信号的相位将被偏移，并且积分将从时间0重新开始。
解扩展和相关模块250的末级输出288最好馈入储能和分选模块252。该模块实质上等同于图4所示的储能和分选模块214，并且能以实质上同样的方式运转。同样值得考虑的是匹配滤波器212和解扩展相关器250都馈入同样的储能和分选模块。
储能和分选模块252的输出连接到处理控制器218。处理控制器218能够使用存储在储能及和选模块252中的信息来确定是否移动单元同步于最合适的基站并且从该基站接收数据信号。由于带有储能和分选模块214，处理控制器218能够以周期性的方式查询储能和分选模块252或者储能和分选模块252能反过来警告处理控制器218高于预定阈值。
如上所述，解扩展相关器250搜索的相移导频信号由预定信号的相移确定。这样，可先在第一相移上搜索，并且如果没有检测到有效的能量就简单地通过改变参考信号的相位切换到其它的相移上搜索，这些相移可能是偏移第一相移成百或成千个码片。此外，虽然通过满26.6毫秒的搜索获得最大能量信息，但如果在给定相移上仅仅在一部分26.6毫秒之后没有检测到有效能量或期望的能量，该搜索就被放弃并且在另一相移上开始搜索。
这样，通过与匹配滤波器212并行使用相关器250，相关器250+++能够在导频信号相移范围内检查当前移动单元与之同步的基站的相移。同时，匹配滤波器212能方便地扫描整序列的相移来检查其它相关器252由于仅仅检查整个导频信号相移序列的一小部分子集而可能错过的强导频信号。这就方便地向移动单元提供了关于在较短时间(～26.6ms)内在整个导频信号相移序列上的导频信号强度的信息，而仍然允许在更高的速率上(如在～26.6ms中能够检查两个、三个或更多的相邻相移)监控高优先级的相移(如与当前已同步的基站相邻的基站的相移)。
虽然与解扩展及相关模快252并行使用匹配滤波器212能提供上述便利，但是我们同样打算仅仅使用匹配滤波器212。此外，使用不只一个匹配滤波器并行于相关器或者没有相关器是在本发明的范围之内。如果使用了不只一个匹配滤波器，搜索整个序列的导频信号相位偏移所需的时间量就可以减少。例如，如果使用了两个匹配滤波器，可以把它们配置成各自搜索全部序列的32,768个相位偏移的一半，也就是各自16,384个码片。这样，可以在一半的时间内搜索全部导频信号相位偏移序列空间。我们同样打算以相似的方式使用两个以上的匹配滤波器。
匹配滤波器212、相关器252及储能和分选模快252和214都能充分地独立于处理控制器218。这样，仅仅使用最少的处理控制资源就可以检测出高能量的导频信号，并且储存它们的能量和相移。这能够方便地为其它重要的移动单元功能空出处理器控制时间。
应该理解到本发明并不局限于上述详细实施例。可以构造许多本发明的不同实施例，而不背离本发明的要旨和范围。
权利要求
1.一种用于检测周期性数字信号的存在的设备，其特征在于包括配置成接受所述周期性数字信号的一部分的匹配滤波器，所述部分具有比所述周期性数字信号的持续时间少的持续时间；以及通信上耦合至所述匹配滤波器的装置，用于根据所述匹配滤波器的输出确定所述周期性数字信号的相移。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于所述匹配滤波器包括配置成接受所述周期性数字信号的第1分量的一部分的第1抽头线；配置成接受所述周期性数字信号的第2分量的一部分的第2抽头线；两个积分器；以及通信上把所述两个积分器的每一个耦合至所述第1抽头线的至少一个抽头和所述第2抽头线的至少一个抽头的多条加权的抽头线。
3.如权利要求2所述的设备，其特征在于所述周期性数字信号的第1分量和第2分量包括所述周期性数字信号的同相分量和正交分量。
4.如权利要求2所述的设备，其特征在于把通信上把所述两个积分器的每一个耦合至所述第1抽头线的至少一个抽头和所述第2抽头线的至少一个抽头的多条加权的抽头线配置成对分离成第1分量和第2分量的所述周期性数字信号解扩展；以及当由所述第1抽头线保持的所述周期性数字信号的第1分量与第1模式相匹配，而由所述第2抽头线保持的所述周期性数字信号的第2分量与第2模式相匹配时，产生大的输出信号。
5.如权利要求2所述的设备，其特征在于用二进制值加权所述多条抽头线。
6.如权利要求2所述的设备，其特征在于进一步包括与所述匹配滤波器并联的相关器。
7.如权利要求6所述的设备，其特征在于所述相关器包括配置成接受所述周期性数字信号的第1分量的期望值与第2分量的期望值的第1控制逻辑；通信上耦合至所述第1控制逻辑的第1多路复用器，把所述第1多路复用器配置成接受所述周期性数字信号的第1分量和第2分量；通信上耦合至所述第1控制逻辑的第2多路复用器，把所述第2多路复用器配置成接受所述周期性数字信号的第1分量和第2分量；配置成接受所述周期性数字信号的第1分量的期望值以及由所述第1多路复用器提供的所述周期性数字信号的一个分量的第2控制逻辑；配置成接受所述周期性数字信号的第2分量的期望值以及由所述第2多路复用器提供的所述周期性数字信号的一个分量的第3控制逻辑；通信上耦合至所述第1多路复用器的第1积分器；以及通信上耦合至所述第2多路复用器的第2积分器。
8.如权利要求6所述的设备，其特征在于把所述相关器配置成根据第2期望信号对所述周期性数字信号解扩展；以及当所述周期性数字信号与所述第2期望周期信号相匹配时，产生大的输出信号。
9.如权利要求6所述设备，其特征在于把所述匹配滤波器配置成搜索所述周期性数字信号与第1期望数字信号之间的第1匹配；以及如果发生所述第1匹配，则提供指示；以及把所述相关器配置成搜索所述周期性数字信号与第2期望数字信号之间的第2匹配；以及如果发生所述第2匹配，则提供指示。
10.如权利要求9所述的设备，其特征在于所述第1期望数字信号等同于所述第2期望数字信号。
11.如权利要求9所述的设备，其特征在于所述第1期望数字信号不同于所述第2期望数字信号。
12.如权利要求6所述的设备，其特征在于所述匹配滤波器和相关器与移动单元处理控制器分立。
13.如权利要求9所述的设备，其特征在于所述周期性数字信号是由蜂窝网基站发射的数字电信导频信号。
14.如权利要求9所述的设备，其特征在于把所述匹配滤波器进一步配置成在包括所述周期性数字信号的整个序列上搜索所述第1匹配。
15.如权利要求9所述的设备，其特征在于通过把所述匹配滤波器配置成提供相对时间，如果所述第1匹配发生，则所述匹配滤波器提供指示。
16.如权利要求15所述的设备，其特征在于所述匹配滤波器进一步提供匹配质量的度量。
17.如权利要求9所述的设备，其特征在于所述第2期望数字信号的相移与移动单元当前与之同步的基站发射的信号的相移相等。
18.如权利要求9所述的设备，其特征在于根据由所述匹配滤波器提供的指示来确定所述第2数字期望信号。
19.一种用于检测周期性数字信号的存在的方法，其特征在于包括对周期性数字信号的一部分进行匹配滤波，该部分具有比所述周期性数字信号的持续时间小的持续时间；以及根据所述匹配滤波，确定所述周期性数字信号的相移。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述匹配滤波包括向第1抽头线提供所述周期性数字信号的第1分量的一部分；向第2抽头线提供所述周期性数字信号的第2分量的一部分；将所述第1抽头线的抽头上保持的加权值与所述第2抽头线的抽头上保持的加权值组合，以将分离成所述周期性数字信号的第1分量和所述周期性数字信号的第2分量的所述周期性数字信号解扩展；以及当所述第1抽头线保持的所述周期性数字信号的第1分量与第1模式相匹配，并且所述第2抽头线保持的所述周期性数字信号的第2分量与第2模式相匹配时，用以产生大的输出信号。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于所述向第1抽头线提供所述周期性数字信号的第1分量的一部分包括提供所述周期性数字信号的同相分量；以及所述向第2抽头线提供所述周期性数字信号的第2分量的一部分包括提供所述周期性数字信号的正交分量。
22.如权利要求20所述的方法，其特征在于所述将所述第1抽头线的抽头上保持的加权值与所述第2抽头线的抽头上保持的加权值组合，包括将所述第1抽头线的抽头中保持的二进制值与所述第2抽头线的抽头中保持的二进制值相组合。
23.如权利要求19所述的方法，其特征在于进一步包括用相关器对所述周期性数字信号求相关。
24.如权利要求23所述的方法，其特征在于所述用相关器对所述周期性数字信号求相关包括根据以下步骤，对所述周期性数字信号求相关根据所述周期性数字信号的第1分量的期望值和第2分量的期望值，产生控制值；根据所述控制值，将所述周期性数字信号的每个分量与所述期望值之一组合，以提供第1组合信号和第2组合信号；在一时间间隔上对所述第1组合信号和所述第2组合信号求和。
25.如权利要求23所述的方法，其特征在于包括由匹配滤波器搜索所述周期性数字信号与第1期望数字信号之间的第1匹配；当第1匹配发生时，提供相对时间；根据所述所提供的相对时间和一绝对时间，确定所述周期性数字信号的偏移；以及把所述偏移信息提供给所述相关器。
26.如权利要求24所述的方法，其特征在于所述由匹配滤波器搜索所述周期性数字信号与第1期望数字信号之间的第1匹配，包括在包括所述周期性数字信号的整个序列上搜索匹配。
27.如权利要求24所述的方法，其特征在于进一步包括提供匹配质量的度量。
28.如权利要求24所述的方法，其特征在于进一步包括由所述相关器搜索所述周期性数字信号与第2期望数字信号之间的第2匹配；以及如果所述第2匹配发生，则提供指示。
29.如权利要求28所述的方法，其特征在于所述由所述相关器搜索所述周期性数字信号与第2期望数字信号之间的第2匹配，包括搜索所述周期性数字信号与所述第2期望数字信号之间的第2匹配，所述第2期望数字信号具有与由移动单元当前与之同步的基站发射的信号的相移相等的相移。
30.如权利要求28所述的方法，其特征在于所述由所述相关器搜索所述周期性数字信号与第2期望数字信号之间的第2匹配，包括搜索所述周期性数字信号与由所述匹配滤波器提供的所述第2期望数字信号之间的第2匹配。
全文摘要
本发明包括用于蜂窝网移动通信单元中的蜂窝网导频信号检测器或搜索器。该信号检测器使用匹配滤波器来检测发自蜂窝网基站的导频信号。该匹配滤波器包括多个抽头和位于每对邻近抽头间的延迟电路。接收到的数字信号的信号分量由延迟器在匹配滤波器的抽头上保持。匹配滤波器将接收到的信号的信号分量与期望或搜索的数字模式比较。如果接收到的数字信号与期望数字模式匹配，匹配滤波器就产生较大信号。该匹配滤波器还可以与相关器并联使用。
文档编号H04Q7/38GK1815903SQ20041005675
公开日2006年8月9日 申请日期2000年11月28日 优先权日1999年11月29日
发明者C·E·惠特尼三世, J·E·马龙尼 申请人:高通股份有限公司