专利名称：码分多址移动通信系统中生成和接收业务的装置和方法
技术领域：
本发明一般涉及一种在码分多址移动通信系统中用于生成和接收业务的装置和方法，尤其是一种在使用块扩频方案的码分多址移动通信系统中用于生成和接收业务的装置和方法。
背景技术：
通常，众所周知，码分多址(CDMA)移动通信系统是无线通信系统的典型例子。通过许多发展已经提议了使用CDMA移动通信系统的许多方法，从DS(直接序列)-CDMA到BS(块扩频)CDMA。在这些方法中经常考虑多路接入干扰(MAI，multiple access interference)。在用户拥有不同专用代码的CDMA移动通信系统中，由于信号间的随机时间偏移产生该MAI。如果CDMA移动通信系统中只有一个或少数用户，则可以忽略MAI，但当系统有许多用户时，MAI会变得很大。
而且，移动通信系统已经从仅提供话音业务的系统逐步发展成为提供简单数据业务的系统。举个例子，使用用于发送高速分组数据的被称为1x EV-DO的系统。另外，能够同时发送话音和高速分组数据的1x EV-DV的标准当前即将完成。
由于实现高速分组数据传输，MAI对于数据传输具有明显的影响。因此，已经进行了许多研究以减少MAI。其中一个系统是DS-CDMA系统。图1是将在DS-CDMA系统中发送的数据的扩频信号的框图。
参考图1，附图标记100代表特定用户的第一数据。另外，在图1中，si(k)中的(k)是第k个用户，i是第i个数据。另外，cp(k)K中的(k)是第k个用户，p是第i个扩频码。附图标记101、102、103、110、111和113标识由特定扩频码扩频每个数据符号而产生的数据。扩频数据在前向发送中通过多条路径从基站发送到移动终端，并在反向发送中通过多条路径从移动终端发送到基站。
图2是举例说明扩频数据通过多条路径发送的时序图。在图2中假定在通过前向链路发送数据期间产生了延迟。此外，假定要发送到不同用户的数据的发送开始时间是同步的。扩频数据流210是通过第一用户的直线接收的数据流。在由附图标记200指定的开始时间接收与图1所示相同的数据。数据流220是与图1中举例说明的数据流相同的数据流，但是有一个码片的延迟、并且是通过不同于直线路径的路径接收的。此外，数据流230是与通过直线路径接收的数据流相同的数据，但是有两个码片的延迟并且也是通过不同于直线路径的路径接收的。
数据流240是通过一个不同用户的直线路径接收的。通过相同路径接收的数据流是通过不同的正交扩频码扩频的数据流。因此，例如，当通过相同路径在接收机也就是移动终端中同时接收的码片211和码片241在接收机中被解扩时，码片241通过它和码片211的正交性而被去除。但是，有一个码片延迟的数据流220的第一码片221干扰来自不同用户的数据流240的第二码片242，因为延迟的码片221保持与第二码片正交的可能性低，从而导致接收信号质量的恶化。数据流230的码片231和数据流240的码片243的之间的关系也是相同的。
尽管接收机可以解码通过多条路径由各个支路接收的延迟并扩频的数据流，可能发生一个用户的数据流和不同用户的不同数据流之间的干扰。尽管在图2中举例说明了不同用户的一条路径，可能由不同用户的其它路径引起干扰。因此，用户和路径的数目越多，干扰越大。
图3举例说明了当用户的数目是(K＞＝1)以及路径的数目是1、3和5时干扰仿真的结果。图3中，附图标记301表示话音业务所需的信噪比的范围，附图标记302表示数据业务所需的信噪比的范围。另外，附图标记310表示在一条路径即直线路径中信噪比和误码率(BER)的仿真结果，附图标记320表示在三条路径中信噪比和BER的仿真结果，以及附图标记330表示在五条路径中信噪比和BER的仿真结果。从图3中可以看出，当使用三条和五条路径时，BER会聚到1.00E-02的范围内。换句话说，随着路径数目的增长，改善误码率变得困难。
已经提议由BS-CDMA系统来克服当使用DA-CDMA系统时出现的问题。图4是用于举例说明在使用BS-CDMA系统的移动通信系统中、由特定用户接收的扩频数据流的图。
参考图4，每个附图标记410、420和430代表通过一个扩频码扩频多个数据流。举个例子，码片1410、码片2420和码片P 430每个由100个符号组成。包括在相同码片中的数据符号由相同的扩频码扩频。由扩频码c1(k)扩频包括在码片1410中的用户符号s1(k)，s2(k)，…，sM(k)。由下一个扩频码c2(k)扩频包括在下一个将发送的码片2420中的用户符号s1(k)，s2(k)，…，sM(k)。因此，在BS-CDMA系统中，按一定的单元改变扩频码，从而减少由多径引起的MAI。
图5是在BS-CDMA系统中通过多径接收的两个用户的扩频数据流的时序图。以下将参考图5详细描述BS-CDMA系统中通过多径接收两个用户的数据流和结果MAI的过程。
参考图5，附图标记510、520和530表示通过各个不同路径接收的第一用户的扩频数据流。数据流510中的码片1、码片2和码片p代表码片单元。正如在图4中举例说明的，以码片为单位接收扩频数据流。在图5中假定在一个符号单元中产生了延迟。当在一个符号单元中产生延迟时，数据流510被延迟接收，如数据流520和530所示。
但是，假定通过同一路径收到与第一用户的数据流同步的不同用户的扩频数据流，不同用户的数据流540通过与数据流510相同的路径接收。另外，通过与数据流520相同的路径收到不同用户的数据流550，以及通过与数据流530相同的路径收到不同用户的数据流560。在这样的接收过程中，如图5中所示，存在间隔501、502、…、503，其中，由于第一用户的数据流与不同用户的数据流之间的延迟差产生干扰。在这些间隔中，由于没有数据干扰，数据流可以更精确地被接收而不用考虑由MAI产生的干扰。
从基站发送到用户的数据流被分割成预定的块。每个块中的符号由分配给每个块的码进行扩频。因此，把将发送到第k个用户的信号表示成公式1。
公式1Xk(t)=Σj=1Msj(k)Σi=1Pci(k)g(t-iMTS-jTS)]]>其中k是每个用户的索引，sj(k)是在第j个定时器的发送符号，以及ci(k)是扩频序列的第i个比特。
在公式1中，g(u)由公式2确定。
公式2
在公式2中，Ts指示时隙中存在一个码片中的一个符号的持续时间。众所周知，公式1是DS-CDMA系统的情况下用于图4所示的数据流的公式，因此，出于简洁的目的将省略其详细描述。
但是，例如沃尔什码的标准化正交码是用于不同用户的代码。因此，如公式3所示，即使基站向多个用户发送业务数据，通过正交沃尔什码可以删除特定用户所接收的业务序列。
公式3 在公式3中，k代表使用特定沃尔什码的特定用户。因此，从基站发送的多个用户信号可以如公式4来表示。
公式4S(t)=Σk=1KXk(t)=Σk=1KΣj=1Msj(k)Σi=1Pci(k)g(t-iMTS-jTS)]]>在公式4中，应当假定用户的数目(k)小于路径的数目(P)。
另外，假定前向链路的信道是带有最大延迟时间LTs的频率选择信道，第k个特定用户的接收信号可以如公式5表示。
公式5r(t)=Σl=0L-1hlΣk=1KΣj=1Msj(k)Σi=1Pci(k)g(t-iMTS-lTS)+n(t)]]>在公式5中，hl指示第1个延迟路径的复杂衰落因子，以及n(t)是附加白高斯噪声(AWGN)。当设计接收机时，在公式5中M应当大于L。
M是一帧中的间隙符号的数目，以及L是每个多径信号的索引。
因此，接收数据流的接收机(也就是移动终端)执行用于数据检测的解扩处理。根据上述公式5来执行解扩处理。因此，对于一个块中第j个符号时隙的解扩输出可以表示成公式6。
公式6yj(k′)=Σi=1Pci(k′)r(i′MTs+j′Ts)]]>=Σl=0L-1hlΣk=1KΣj=1Msj(k)Σi′=1PΣi=1Pci(k)ci(k′)g(i′MTs-iMTs+j′Ts-jTs-lTs)+Σi′=1Pci′(k′)n(i′MTs+j′Ts)]]>除了用于公式1中的定义之外，hl是第1条多径的脉冲响应。
通过将公式3带入公式6，第M个符号到第L个符号的解扩输出可以表示成下述的公式7。
公式7yj(k′)=Σl=0L-1hlsj-1(k′)+Σi′=1Pci′(k′)n(i′MTs+j′Ts)]]>其中，j＝L，...，M这个公式中的定义与公式6中的定义相同。
从上述公式7中可以看出，第一L-1符号的MAI仍然呈现为ISI(符号间干扰)，对M-L+1符号的检测有影响。这可以从公式5得到验证。也就是，在附图标记501和附图标记502之间的间隔中存在由于前面的符号和后面的符号之间的MAI的干扰。
但是，正如上面结合图5所描述的，无MAI产生的间隔不是连续的间隔。因此，存在发生干扰的间隔。因此，接收机应当被配置成分别处理带有干扰的间隔和不带干扰的间隔。但是，在这种情况下，接收机会变得复杂。因此，已经建议了在发送数据流时克服这个复杂问题的方法。下面将考虑这些方法。
图6A举例说明在BS-CDMA系统中构造数据流以便减少由MAI引起的干扰的方法，图6B举例说明在BS-CDMA系统中构造数据流以便减少由MAI引起的干扰的另一方法。
参考图6A，当使用循环结构构造BS-CDMA系统的数据流时，要被发送的业务的最后部分中可能发生MAI的符号被复制，并且预先发送复制的符号。具体地，符号601被复制，并且复制的符号被附在符号数据602的前面一起发送。图6A举例说明的方法使数据接收端可以更有效地再现数据。
参考图6B，当通过使用零填充作为非循环结构来构造数据流时，把预定数目的“0”插入要被发送的数据流中以便减少数据流中最后部分的干扰。更具体地，在由附图标记603指定的预定的间隔中，把预定数目的“0”插入数据流中，从而导致数据发送的简单和接收机性能的改进。
但是，图6A和图6B的方法存在许多问题。在图6A举例说明的方法中，由于符号被复制并被预先移位，应当利用分离的移位符号和未移位符号来执行符号的组合。另外，由于移位符号的MAI对数据流中的前面和后面的符号有影响，为了加大符号之间干扰减少的效率，应当同时处理相同的符号。这就增加了接收机电路的复杂性。
在图6B举例说明的方法中，在数据流结尾处插入“0”会引起系统带宽效率降低的问题。另外，系统难于发送“0”。从而加大了系统的复杂性。
发明内容
因此，考虑到上述和其它问题，设计了本发明，本发明的目的是，提供一种在使用块扩频码的码分多址移动通信系统中，通过一种简单的方法产生并接收业务序列的装置和方法。
本发明的另一个目的是，提供一种在使用块扩频码的码分多址移动通信系统中，产生并接收业务序列而不增加系统的复杂性的装置和方法。
本发明的另一个目的是，提供一种在使用块扩频码的码分多址移动通信系统中，能够通过减少MAI来改善接收性能的装置和方法。
根据本发明的一个方面，由块扩频码分多址移动通信系统中的业务生成装置来完成上述或其它目的，该装置包括码片扩频单元，用于通过扩频码来扩频预定数目的符号；以及符号产生单元，用于通过反复地复制扩频码的第一个符号数次而生成前向保护符号，以减少由于多条可能路径引起的干扰，以及通过从扩频符号的最后一个符号开始，以镜相方式反复地复制扩频符号的多个后面的符号数次而生成后向保护符号，以减少由于多条可能路径引起的干扰，并输出前向和后向保护符号。
优选的，符号产生单元包括锁存电路，用于在预定时段锁存并输出从码片扩频单元输入的第一个符号；延迟电路，用于将从码片扩频单元输入的符号延迟锁存电路的输出时段并输出；缓冲器，用于接收并存储预定数目的符号，从码片扩频单元输入的符号中的最后一个符号开始，并用后进先出(LIFO)的方式输出存储的信号；以及多路复用器，用于生成从锁存电路输出的第一个符号作为前向保护符号，输出延迟电路的输出，并输出从缓冲器输出的符号作为后向保护符号。
根据本发明的另一个方面，提供一种块扩频码分多址移动通信系统中生成业务的方法，该方法包括下列步骤通过一个扩频码来扩频预定数目的符号；通过反复地复制扩频符号的第一个符号数次而生成并输出前向保护符号，以减少由于多条可能路径引起的干扰；在输出前向保护符号之后，连续地输出扩频符号；以及通过从扩频符号的最后一个符号开始，以镜相方式反复地复制扩频符号的多个后面的符号数次而生成后向保护符号，以减少由于多条可能路径引起的干扰，并在输出扩频符号之后，连续地输出生成的后向保护符号。
根据本发明的另一个方面，提供一种在块扩频码分多址移动通信系统中的业务接收装置，包括最大比合并检测器，用于通过输入符号与从判定单元输出的符号的最大比合并来检测接收符号；以及加法器，用于将输入符号的符号和从反馈滤波器输出的符号相加，其中，判定单元确定加法器的输出并将确定的输出输入到最大比合并检测器和反馈滤波器，以及其中反馈滤波器过滤判定单元的输出，并向加法器输出过滤后的输出。
优选的，业务接收装置进一步包括开关，用于有选择地切换判定单元的输出和最大比合并检测器的输出，并将切换的输出输入到反馈滤波器。更优选的是，当输入符号是第一个符号时，开关被连接到判定单元，而对于第一个符号之后的符号，开关被连接到最大比合并检测器。
根据本发明的另一个方面，提供一种在块扩频码分多址移动通信系统中接收业务的方法，该方法包括下列步骤通过首先输入的符号的最大比合并来检测接收符号；对首先输入的符号执行判定，反馈判定后的符号，并将反馈符号反复地加至在首先输入的符号之后输入的符号；以及通过首先输入的符号之后的符号和通过反馈相加的符号的最大比合并来检测接收符号。
结合附图，从下列的详细描述中，将更清楚地理解本发明的上述和其它目的、特征和优点，其中图1是举例说明DS-CDMA系统中将被发送的扩频数据的框图；图2是举例说明通过多径发送扩频数据的时序图；图3举例说明用户数目是K＞＝1以及路径的数目是1、3、5时的仿真结果；图4举例说明在使用BS-CDMA系统的移动通信系统中特定用户接收的扩频数据流；图5举例说明在BS-CDMA系统中通过多径接收的两个用户的扩频数据流；图6A举例说明根据BS-CDMA系统，为了减少由于数据传输中的MAI引起的干扰而构造数据流的方法；图6B举例说明根据BS-CDMA系统，为了减少由于数据传输中的MAI引起的干扰而构造数据流的方法；图7是举例说明根据本发明优选实施例的扩频数据流的图；图8是举例说明根据本发明优选实施例，用于生成扩频数据流的发送单元的框图；图9根据本发明优选的实施例，举例说明用于检测接收的扩频数据流的最大比合并的方法；图10是举例说明根据本发明的实施例的最大比合并检测器的框图；图11是举例说明根据本发明优选的实施例的多级最大比合并检测器的框图；图12是使用根据本发明的一级的检测器、使用根据本发明的多级的检测器的仿真结果以及传统BS-CDMA中使用的干扰去除系统的图；以及图13是举例说明在移动通信系统中使用的各种系统中，信噪比和误码率之间的关系的仿真结果的图。
具体实施例方式
下面将参考附图，详细描述本发明的优选实施例。在附图中，相同或相似的部件用相同的附图标记表示，即使是在不同的附图中被描述。
在本发明的优选实施例的下列描述中，使用多种特定术语诸如具体消息或信号。采用这种术语的描述只是为了更好地理解本发明。本领域的技术人员应当理解，执行本发明不需要使用上面提到的特定术语。在下面的描述中，将省略使本发明的主旨不清楚、在这里引入的公知的功能和结构的详细描述。
图7举例说明了根据本发明优选实施例的扩频数据流。在图7中，附图标记701和703之间的符号构成数据流中的一个码片。通过同一扩频码扩频这一个码片中的符号。更具体地，根据BS-CDMA系统符号扩频成为数据流。当扩频数据流如原样被发送时，在前面的符号和后面的符号中发生由MAI引起的干扰。在本发明中，为了防止由于多径引起的干扰，预先重复地发送第一个符号701预定的次数，例如L-1次。这可以防止第一个符号的干扰。
另外，为了减少数据流最后部分中的MAI干扰，在实际数据流的结尾处从最后一个符号开始，以相反的顺序重复发送符号。更具体地，实际数据流的最后一个符号703被复制，并被插入最后一个符号703随后的位置，即，705。同样地，紧接在最后一个符号703之前的符号702被复制，并被插入紧跟在插入符号705之后的位置。以这种方式，通过以这种镜相的方式在数据流中插入符号，如箭头720a和720b所示，可以发送在数据流的最后部分带有降低的符号干扰的数据流。也就是，在实际数据流之前和之后插入保护符号。保护符号是从数据流的特定部分提取的符号。
在下面的描述中，从实际数据流的第一个符号复制并被插入到实际数据流之前的符号被称为“前向保护符号”，以及从最后一个符号开始，从实际数据流的最后一个符号之前的符号的相反顺序复制，并以箭头720a和720b所示的镜相方式插入的符号被称为“后向保护符号”。
当根据图7所示的方法形成符号时，在发送实际数据流的时刻，在实际数据流的第一个符号之前插入前向保护符号。因为前向保护符号是实际数据流中首先将被发送的符号，在接收机的解扩处理中容易获得实际数据流的第一个符号。另外，因为在实际数据流之后以镜相方式插入包括在实际数据流的后面部分中的符号，从而可以防止由于符号之间的干扰的数据丢失。进一步，因为在解扩处理中可以通过再次使用符号来检测数据流，和传统的在实际数据流之后插入符号“0”相比，这种数据流的重新使用更有效。另外，通过使用现有数据流，和插入符号“0”的系统相比，可以降低系统复杂性并改善系统性能。
在图7中举例说明的数据流中符号的数目可以表示成公式8。
公式8 公式8中，指示数据流中的最后一个符号的(L-1)/2或L/2取决于以镜相方式插入的符号的数目。通过构建如公式8的数据流，数据流中的所有有效符号对于数据块具有相同的能量，或对于最后L-1个有效符号发生能量泄漏。这使得具有不同位置的有效符号避免具有不同的误码率。
图8是根据本发明优选的实施例，举例说明用于生成扩频数据流的发送单元的框图。更具体地，图8举例说明用于产生图7所示的扩频数据流的发送单元的结构和操作。
参考图8，无保护间隔的扩频数据流801代表图7中从符号701到符号703的符号。在一个码片扩频单元(图8中未示出)中生成无保护间隔的扩频数据流801。码片扩频单元通常是以块扩频处理扩频数据流的单元。将无保护间隔的扩频数据流801中包括的符号输入到具有后进先出(LIFO)结构的缓冲器802、锁存电路803和延迟电路804中。为了生成图7中所示的L-1个符号，锁存电路803仅接收第一个输入的符号并在预定的时段连续地输出第一个输入的符号。例如，延迟电路804将无保护间隔的扩频数据流801的符号延迟相应于L-1个符号的预定时段。另外，缓冲器802存储输入的扩频数据流801，然后在预定时段输出每个符号。此时，从缓冲器802输出的符号已经经过了图7中箭头720a和720b所示的操作。
从锁存电路803、延迟电路804和缓冲器802输出的符号被输入到多路复用器805。多路复用器805基于一个复用信号控制每个输入符号的输出。更具体地，多路复用器805复用符号以输出如图7所示的符号。可替换地，多路复用器805可以用一个3步开关来代替。在这种情况下，从控制器811输出到多路复用器805的信号将是切换控制信号。
控制器811控制缓冲器802、锁存电路803和延迟电路804接收并存储输入扩频数据流801，并控制以便输出如图7所示的数据流。更具体地，控制器811将输出控制信号施加给缓冲器802、锁存电路803和延迟电路804，并确定输出符号的时间点。另外，控制器811控制多路复用器805复用输入符号，以便构造如图7所示的数据流。
在根据本发明的如图7所示的扩频数据流中，通过简单的处理消除了符号之间的干扰。现在，将参考图9描述这样一个消除干扰的处理。
图9是根据本发明的优选实施例，举例说明用于检测接收的扩频数据流的最大比合并的方法的框图。在图9中，附图标记901指示输入到第k个用户的接收机的第j个数据流的公式。在扩频数据流的初始化处理中，当i＝1时，首先接收的符号的解扩符号可以表示成下面的公式9。
公式9s^1(k)=y1(k)Σl=0L-1hl*]]>当i＝2时，第2个接收的符号的解扩符号可以表示成下面的公式10。
公式10s^2(k)=h0*(y2(k)-Σl=1L-1hlQ(s^1(k)))]]>
其中，Q()是将浮点信号转换成具有与被发送的符号相同的量化电平的信号的判定函数。
以这种方式，第j个接收的符号的解扩符号可以表示成下面的公式11。
公式11s^j(k)=h0*(yj(k)-Σl=1L-1hlQ(s^j-1(k)))]]>在公式11中，j代表L，L+1，...，M。另外，在上面的公式9到11中，( )*代表共轭复数，以及Q( )是适于所用排列的均衡处理。从在上面的公式9到11中可以看出，依据一些符号能量，即，作为信道的第一支路的一个分支，作出一个符号的确定。为了使用多径分集，通常使用DS-CDMA系统的瑞克接收机来合并从不同路径接收的信号。如果SNR高，在宽带传输中DS-CDMA系统的瑞克接收机具有小的增益。但是，使用带有低MAI的本发明，通过使用多径分集瑞克接收机可以获得高的增益。
在图9中，附图标记911、912、...、913指示可由一个支路获得的符号值。在加法器921、922、...、923中，可由一个支路获得的符号值被加到可由其它支路获得的符号值中。输入到加法器中的值是通过不同路径获得的相同位置的符号值。结果，由于没有来自MAI的干扰的符号在加法器中相加，可以通过多径分集而获得接收机的高增益。图9中的符号931、932、...、933是作为加法器的输出而获得的符号。这里，应当考虑检测算法。该检测算法基于最大比基础，合并分散在解扩的不同输出中的所有符号的能量。为了获得每个符号的用户数据信息的估算值，检测算法通过编码和符号取消处理来执行符号能量的线性合并。
作为加法器输出而获得的每个符号的检测算法可以表示成公式12。
公式12s^1(k)=y1(k)Σl=0L-1hl*]]>…s^j(k)=h0*(yj(k)-Σl=1L-1hlQ(s^j-1(k)))]]>m＝L-1，y‾m=yj(k)]]>当m＞0时递归
s^j-m(k)=s^j-m(k)+hm*(y‾m-Σl=0m-1hlQ(s^j-1(k)))]]>y‾m=y‾m-hmQ(s^j-m(k))]]>m＝m-1y‾m=yj(k)]]>对于m＝0s‾jk=h0*y‾0]]>图10是根据本发明的优选实施例的最大比合并(MRC，maximum ratiocombination)检测器的框图。在图10中，输入符号1000是根据本发明在图4中举例说明的扩频数据流。输入符号1000被输入到最大比合并检测器1020和加法器1010。最大比合并检测器1020基于输入符号和以后将被描述的不同输入值来确定最大比合并，并输出具有特定位置的符号。
另外，在加法器1010中相加输入符号和从先前值反馈的值，即，从反馈滤波器1040输出的值，加法器1010的输出输入到判定单元1030。判定单元1030对于加法器1010的输出执行硬判决或软判决。最大比合并检测器1020通过从判定单元输出的判定值和输入符号的最大比合并而输出符号。上述用于消除符号之间干扰的最大比合并方法意在用于单级。当使用多级时，图10所示的结构变化成图11所示的结构。
图11是根据本发明的优选实施例，举例说明多级最大比合并检测器的框图。图11中除增加至判定单元1030的输出的开关1111作为分支之外，图11的结构与图10的相同。提供开关1111用于将判定单元1020连接到反馈滤波器1040或将最大比合并检测器1020连接到反馈滤波器1040。
尽管图10的最大比合并检测器基于最大比基础合并被多径信道分散的所有符号的能量，当干扰被消除时，仅使用合并的能量的一些来估算ISI。但是，图10的仅使用合并的能量的一些的结构妨碍了系统性能的改善。
为了准确估算第二级的检测结果的ISI(符号间干扰)，在图11中举例说明的结构使用第一级的MRC检测结果。对于一个符号检测的ISI对后续符号具有相同作用的可能性通常很大。因此，通过将先前使用的符号值应用于当前符号值，在第一个符号之后，开关1111总是被连接到最大比合并检测器1020输出端。使用这种结构，反馈先前符号的检测值以决定下一个符号。
通过下面描述的仿真，可以检查上面所述的本发明的性能改善和常规技术的性能。图12是举例说明根据本发明使用一级的检测器、根据本发明使用多级的检测器和传统BS-CDMA系统中使用的干扰消除系统的仿真结果的图。
在图12中，附图标记1210指示的图说明当使用根据本发明的多级最大比合并检测器时信噪比和误码率之间的关系，附图标记1220指示的图示出当使用根据本发明的单级最大比合并检测器时信噪比和误码率之间的关系。另外，附图标记1230指示的图示出在仅使用干扰消除系统的BS-CDMA系统的情况下信噪比和误码率之间的关系。从用于示出根据本发明的两个检测器和传统的BS-CDMA系统的信噪比和误码率之间关系的仿真图中，我们可以看出，在用于数据传输的所需带宽中，根据本发明的两个检测器表现出了显著改善的误码率。
图13是举例说明在移动通信系统中使用的不同系统中信噪比和误码率之间的关系的仿真结果图。在图13中，附图标记1310指示的图举例说明使用传统的DS-CDMA系统的情况下信噪比和误码率之间的关系。附图标记1320指示的图举例说明在移动系统中的传统OFDM系统的情况下信噪比和误码率之间的关系，以及附图标记1330指定的图示出使用如图6B所示的传统BS-CDMA系统的情况下信噪比和误码率之间的关系。附图标记1340指示的图举例说明当使用本发明的多级最大比合并检测器时信噪比和误码率之间的系。从上面的附图我们可以看出，根据本发明的多级最大比合并检测器表现出了显著改善的信噪比和误码率之间的关系，尤其是在通过其它传统方法用于数据传输的所需带宽中。
从上面的描述中明显看出，本发明具有改善使用块扩频的移动通信系统的接收性能和数据生成简易的优点。
尽管为了说明的目的，已经描述了本发明的优选实施例，本领域的技术人员可以理解，在不脱离所附的包括等同物的所有范围的权利要求书中公开的本发明的范围和精神的情况下，可以进行各种修改、附加和置换。
权利要求
1.一种块扩频码分多址移动通信系统中的业务生成装置，包括码片扩频单元，用于使用扩频码来扩频预定数目的符号；和符号生成单元，用于通过重复地复制扩频符号的第一个符号数次而生成前向保护符号，以及通过从扩频符号的最后一个符号开始，以镜相方式重复地复制扩频符号的多个后面的符号数次而生成后向保护符号，并输出生成的前向和后向保护符号。
2.如权利要求1所述的业务生成装置，其中，所述符号生成单元包括锁存电路，用于在预定的时段锁存并输出从码片扩频单元输入的第一个符号；延迟电路，用于将从码片扩频单元输入的符号延迟从锁存电路输出的时段并输出；缓冲器，用于接收并存储预定数目的符号，从码片扩频单元输入的符号的最后一个符号开始，以后进先出(LIFO)的方式输出存储的符号；和多路复用器，用于产生从锁存电路输出的第一个符号作为前向保护符号，输出延迟电路的输出，并输出从缓冲器输出的符号作为后向保护符号。
3.一种块扩频码分多址移动通信系统中的业务生成方法，该方法包括下列步骤使用扩频码扩频预定数目的符号；通过重复地复制扩频符号的第一个符号数次而生成并输出前向保护符号；在输出前向保护符号之后，连续地输出扩频符号；和通过从扩频符号的最后一个符号开始，以镜相方式重复地复制扩频符号的多个后面的符号数次而生成后向保护符号，并在输出扩频符号之后，连续地输出所生成的后向保护符号。
4.一种块扩频码分多址移动通信系统中的业务接收装置，包括最大比合并检测器，用于通过输入符号和从判定单元输出的符号的最大比合并来检测接收符号；和加法器，用于将输入符号和从反馈滤波器输出的符号相加；其中，所述判定单元确定加法器的输出，并将确定的输出输入到所述最大比合并检测器和反馈滤波器，以及其中，所述反馈滤波器滤波所述判定单元的输出并输出滤波后的输出到加法器。
5.如权利要求4所述的业务接收装置，进一步包括开关，用于有选择性地切换所述判定单元的输出和最大比合并检测器的输出，并将切换的输出输入到反馈滤波器。
6.如权利要求5所述的业务接收装置，其中，当输入符号是第一个符号时，所述开关被连接到所述判定单元，而对于第一个符号之后的符号，开关被连接到所述最大比合并检测器。
7.一种用于在块扩频码分多址移动通信系统中接收业务的方法，该方法包括下列步骤通过首先输入的符号的最大比合并来检测接收符号；对首先输入的符号执行判定，反馈判定的符号，并重复地相加反馈的符号和在首先输入的符号之后输入的符号；和通过首先输入的符号之后的符号和通过反馈相加的符号的最大比合并来检测接收符号。
全文摘要
在使用块扩频方案的码分多址移动通信系统中生成和接收业务的装置和方法。在使用块扩频码的码分多址移动通信系统中生成和接收业务序列的装置和方法，通过简单的方法，能够通过最大限度地减少MAI来改善接收性能，而不增加系统的复杂性。
文档编号H04B1/707GK1551523SQ200410063120
公开日2004年12月1日 申请日期2004年4月14日 优先权日2003年4月14日
发明者李建军, 金成珍 申请人:三星电子株式会社