专利名称：用于移动通信系统的接收机中的频率误差检测器与组合器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于移动通信系统的频率误差检测器与频率误差组合器。
背景技术：
通常，移动通信系统被分类为同步移动通信系统或异步移动通信系统。欧洲采用异步移动通信系统，而美国采用同步移动通信系统。欧洲使用的移动通信系统被称为UMTS(通用移动通信系统)，而通常将用于UMTS的移动通信终端称为UE(用户设备)。
移动通信系统中发生的频率偏移产生不可避免的性能恶化。当载波频率随温度逐渐改变时，产生了特定的频率偏移问题。需要进行用于补偿频率偏移的AFC(自动频率控制)操作。UMTS将公共导频信道信号(下面称为CPICH)用作频率误差控制回路的基准信号。
图1是示出公共导频信道(CPICH)的调制图形的示意图。在规定的时间周期内，计算CPICH的平均相位。选择的时间周期与业务信道的传递率无关。根据连续的CPICH信号，计算相位变化，因为以非调制信号方式发送CPICH。在预定周期内，通过对接收信号进行I&D(积分和转储(Intrgrate&Dump))处理，可以计算当前接收符号的坐标。该计算值用作小相位变化的线性估计值。此外，该线性估计值与频率误差成正比。因为与基站相比，终端具有较不精确的定时，所以产生相位变化。用于UMTS系统的频率误差控制(FEC)回路的基准信号是CPICH，而且图2示出CPICH基准符号的复平面。
图2是用于UMTS系统的CPICH基准符号的复平面。
FDD(频率差检测器)适于利用UMTS的接收端的基准信号检测频率误差。有两种方法可以检测频率误差，即，第一种方法使用反正切，而另一种方法使用CPFDD(叉积频率差检测器)。通过将延迟的I信道和Q信道值乘以原始值，CPFDD检测频率误差。反正切方法利用信号振幅进行归一化运算。CPFDD方法根据信号振幅利用加权值提供频率，而无需进行归一化运算。由于对于低信号振幅，噪声降低信号精度，所以在实际信道环境下，与使用反正切的方法相比，提供加权值的CPFDD方法可以精确估计相位误差。然而，在理想信道环境下，与CPFDD方法相比，反正切方法可以更精确估计相位误差。
为了在此进行计算，设CPICH1prev＝R1+jI1，而且CPICH1curret＝R2+jI2。利用下面的等式1表示利用CPICH基准符号的上述复数根据反正切算法计算相位估计值的方法。此外，利用下面的等式2表示根据CPFDD算法计算相位估计值的方法。
θ^1=tan-1(R1I2-R2I1R1R2+I1I2)]]>[等式2]θ^1=Im{CPICHcurrent·CPICH*prev}=R1I2-R2I1]]>
利用接收机的规定检验计(finger)将利用等式1和2计算的相位估计误差组合在一起，而不使用任何加权值。
第6,510,187号美国专利公开了一种利用CPICH运行AFC系统的典型例子。根据存在或不存在发射天线分集方案，其公开的AFC系统建立并累加CPICH符号间隔，然后，获得累加输出结果的复共轭积，产生了用于测量相位误差的值。
为了提高UMTS的下行链路容量，UMTS可以采用射束形成技术，这种射束形成技术将发送/接收天线射束特别聚焦到相应终端，而且UMTS可以同时发送专用相位基准信号，以使每个用户分别进行同步解调。
利用上述射束形成技术，UMTS可以将各信道，例如，DPCH(专用物理信道)、DSCH(下行链路共享信道)以及HS-DSCH(高速下行链路共享信道)发送到小区的特定区域。在这种情况下，上层将下行链路相位基准不是CPICH(公共导频信道)的事实通知移动终端或UE。因此，UMTS必须利用CPICH之外的其它信道对频率误差进行补偿。
如果UE移动到规定的射束形成小区，则UE不能根据相位在上层使用P-CPICH(主要CPICH)或S-CPICH(次要CPICH)，然后，UMTS将相应小区的下行链路DPCH可以用作相位基准的事实通知UE。在这种情况下，假定UE不使用发送分集(STTD或TxAA)。因此，UE必须利用DPCH对频率误差进行补偿。
许多开发人员最近对利用射束形成天线发送DPCH的方法进行了深入细致的研究，但是没有用于检测和补偿频率误差的方法。
发明内容
因此，鉴于上述问题，提出本发明，而且本发明的目的是提供一种频率误差检测器与组合器，当用于UMTS AFC系统的UE下行链路的相位基准不是CPICH时。
根据本发明，通过提供用于移动通信系统的接收端的频率误差检测器与组合器设备，可以实现上述以及其它目的，该移动通信系统包括根据时隙格式变化的帧格式，该频率误差检测器与组合器包括频率误差检测器，用于利用从发射端接收的预定信道的相位基准符号，检测频率误差；基准频率误差发生器，用于利用检测的频率误差，以预定基准时间间隔，产生基准频率误差；电平控制器，用于控制基准频率误差发生器产生的频率误差，以根据接收功率强度输入正确电平，然后，产生电平控制频率误差；以及频率误差组合器，用于将通过电平控制器，由检验计分别产生的频率误差与预定值组合在一起。
根据以下结合附图所做的详细说明，可以更清楚地理解本发明的上述以及其他目的、特征以及其他优点，附图包括图1是示出用于移动通信系统的公共导频信道(CPICH)的调制图形的示意图；图2是示出用于UMTS系统的CPICH基准符号的复平面的示意图；图3是示出用于UMTS系统的下行链路DPCH帧结构的示意图；图4是示出用于下行链路DPCH的TPC位模式的示意图；图5是示出根据本发明用于UMTS系统的UE的AFC(自动频率控制)系统的方框图；图6是示出根据本发明的频率误差检测器与频率误差组合器的方框图；图7是示出用于UMTS系统、与基于时隙格式的下行链路DPCCH有关的TPC和PILOT模式的典型表格；以及图8是示出根据本发明的基准频率误差估计运算的示意图。
具体实施例方式
现在，将参考附图详细说明本发明的优选实施例。在附图中，即使同样或类似的单元示于不同的附图中，仍利用同样的参考编号表示它们。在下面的说明中，当对在此引入的已知功能或配置的所做的详细说明可能使本发明的主题不清时，将省略对它们做详细说明。
本发明将DPCH(专用物理信道)的DPCCH(专用物理控制信道)用作相位基准。这是可以实现的，因为利用各种时隙确定的规定模式，发送DPCCH的PILOT字段。用于功率控制的TPC字段始终在同一个时隙内发送同一位，因此接收机可以利用TPC字段和PILOT字段检测频率误差。根据检验计检测的接收功率强度，TPC字段对检测的频率误差附加加权值，并将加权结果与频率误差组合在一起。例如，如果确定在软切换环境下确定相邻小区是射束形成小区，则与相邻小区不是射束形成小区时相比，DPCH发送的信号增加了6dB。以接收机可以改善频率误差补偿性能的方式，DPCH对以强信号检测的频率误差附加加权值。
图3是示出用于UMTS系统的下行链路DPCH帧结构的示意图。图4是示出用于下行链路DPCH的TPC位模式的示意图。
参考图3，DPCH包括用于数据传输的DPDCH(Data1+Data2)和用于控制信号的CPCCH(TPC+TCFI+PILOT)。从上层收到代替CPICH信号、用作相位基准的DPCH信号后，在UE(用户设备)内，将DPCH的DPCCH(专用物理控制信道)用作相位基准。利用DPCCH22的TPC符号25和PILOT符号24，UE检测频率误差，因为利用各种时隙格式确定的规定的模式发送DPCCH 22的PILOT字段。用于功率控制的TPC字段25在同一个时隙内发送同一位，因此它可以利用TPC字段和PILOT字段检测频率误差。为什么TPC字段25可以利用TPC字段和PILOT字段检测频率误差的原因是，在下行链路DPCH中，TPC符号24和PILOT符号24分别具有固定位模式。图4示出TPC符号的位模式。参考图4，当发射机功率控制命令被设置为“1”时，TPC位模式对每位分配预定值(例如“1”)，而当发射机功率控制命令被设置为“0”时，TPC位模式对每位分配另一个值(例如“0”)。
TPC符号25和PILOT符号24均没有固定间隔和相对较短长度，如图3所示。接收机不能在剩余间隔内检测频率误差。仅在短TPC和PILOT符号间隔25和24内检测频率误差，而先前频率误差一定包括在剩余间隔内，而不是包括在TPC和PILOT符号间隔内。另外，以在检测到下一个频率误差之前必须保持频率控制回路的当前状态的方式，在同一个剩余间隔内，将检测到的频率误差设置为“0”。
上述两种情况存在两个问题。关于第一个问题，如果在剩余间隔内保持短间隔期间检测到的频率误差，则即使频率检测误差被显著减小，仍必须利用先前的高检测误差进行频率补偿操作，直到收到下一个检测误差。上述频率补偿操作不希望地影响残余频率误差的振幅。关于第二个问题，仅在短间隔期间内，进行频率检测操作，而在剩余长间隔内不进行频率补偿操作，导致更长的频率稳定时间。
因此，需要一种频率误差补偿电路，即使在不能检测频率误差的间隔内，该频率误差补偿电路仍可以以可以匀速工作的方式对近似值进行补偿。
图5是示出根据本发明实施例用于UMTS的UE的AFC(自动频率控制)系统的方框图。
参考图5，AFC系统包括模拟模块100和数字模块200。模拟模块100包括混合器102和112、移相器122和LPF(低通滤波器)104和114。模拟模块100包括VCO(压控振荡器)120，用于对混合器102和112提供振动频率。
参考图5，混合器102将从第一天线接收的I信号乘以VCO 120的输出信号，而混合器112将从第二天线接收的Q信号乘以VCO 120的输出信号。移相器122使VCO 120的输出信号的相位移相90°，然后，将该相移信号输出到混合器102。LPE 104和114分别滤波I信号和Q信号中的载频信号。数字模块200包括ADC(模数变换器)202和212、去扩频单元204和214、TPC和PILOT检测器206和216、PILOT模式移去器208和218以及频率误差检测器与频率误差组合器240。ADC 202和212将LPF 104和114的输出信号变换为数字信号，然后，分别将该数字信号输出到去扩频单元204和214。利用基站的发射端使用的同样扩频代码，去扩频单元204和214进行去扩频。利用该代码将特定信道与各种信道分离开。TPC和PILOT检测器206和216从去扩频单元204和214的输出信号中检测TPC和PILOT符号。PILOT模式移去器208和218从TPC和PILOT检测器206和216的输出信号中移去导频模式。根据TPC和PILOT符号，频率误差检测器与频率误差组合器240确定频率误差，然后，将确定的频率误差输出到电平控制器252。环路滤波器254对频率误差检测器与频率误差组合器240传送到电平控制器252的频率误差进行滤波，然后，输出滤波的频率误差。DAC 256将从环路滤波器254接收的数字形式频率误差变换为模拟形式信号，然后，将该模拟形式的频率误差输出到VCO 120。
参考图3，在射束形成小区内使用的UE使用包含在DPCH的DPCCH的相位基准内的TPC和PILOT符号25和24。不将TPC符号25和PILOT符号24固定为固定间隔，而是分别固定为较短长度，以致在预定间隔，不能获得TPC和PILOT符号25和24获得的频率误差。本发明以这样的方式对TPC和PILOT符号25和24获取的实频率误差(real frequency error)进行内插或应用衰减常数，以致接收机可以计算估计的频率误差。本发明以预定间隔计算实频率误差和估计的频率误差。在此，将用于计算频率误差的规定周期称为基准时间间隔。即使在不能实际检测频率误差的特定间隔内，本发明仍以这样的方式估计频率误差的近似值，以致可以以规定的速度运行频率误差补偿电路。
图6是示出根据本发明的频率误差检测器与频率误差组合器的方框图。
在射束形成小区(beamforming cell)内，图6所示的频率误差检测器与频率误差组合器不使用STTD(空间时间发送分集)，而将DPCH用作基准相位，因此它可以以基准时间间隔，取DPCH的扩频因数(SF)的整数倍。叉积频率误差检测器(CPFDD)入口间隔(entryinterval)以这样的方式与CPFDD的频率误差检测范围有关，以致频率误差检测器与频率误差组合器选择正确的基准时间间隔。以基准时间间隔运行频率误差补偿回路。
如果将基准时间间隔设置为512片码的规定时间，则频率误差检测器与频率误差组合器可以建立与用于传统CPICH的传统频率误差检测器相同的频率误差控制回路。将传统CPICH用作基准相位的传统AFC块将CPFDD的信号入口间隔设置为512片码的规定时间。如果频率误差检测器与频率误差补偿电路不使用STTD，则它取CPICH的SF的整数倍作为基准时间间隔，以致接收机可以建立与用于传统CPICH的频率误差检测器相同的频率误差控制回路。因此，根据检验计的接收功率，频率误差检测器与频率误差组合器对检测的频率误差附加加权值，而且检验计仅包括频率误差组合器单元，因此通过将频率误差组合器单元附加到该传统结构，接收机可以采用传统结构。
参考图6，频率误差检测器与频率误差组合器从图5所示的TPC和PILOT符号检测器206和216接收TPC和PILOT符号。频率误差检测器与频率误差组合器包括频率差检测器(FDD)326；基准频率误差发生器340，利用检测的频率差，以预定时间间隔，产生基准频率误差；以及频率误差组合器400，用于根据检验计的功率电平，应用加权值，以将加权结果与频率误差组合在一起。CPFDD 326和基准频率误差发生器340分别包括在包含在多通路中的各通路的检验计中。频率误差组合器400连接到每个检验计，以进行频率误差组合，然后，将频率误差组合结果输出到环路滤波器214。频率误差检测器与频率误差组合器进一步包括接收信号代码功率(RSCP)测量单元360，用于测量从检验计接收的接收功率的强度，以提供测量的接收功率强度；以及电平控制器350(GAIN)，用于根据接收功率，控制基准频率误差发生器340产生的频率误差，以输入正确的电平，然后，将电平控制频率误差输出到频率误差组合器400。频率误差组合器400将每个检验计产生的频率误差组合在一起。
用作频率误差检测器的CPFDD 326包括第一和第二延迟器310和320、第一和第二乘法器312和322以及加法器324。第一延迟器310使第一接收符号数据延迟，以产生延迟的第一接收符号数据，而第二延迟器320使第二接收符号数据延迟，以产生延迟的第二接收符号数据。第一乘法器312使从第一延迟器310接收的延迟的第一接收符号数据与未延迟的第二接收符号数据相乘，而第二乘法器322使从第二延迟器320接收的、延迟的第二接收符号数据与未延迟的第一接收符号数据相乘。加法器324计算第一乘法器312与第二乘法器322的输出值之间的差值，然后，将该差值作为频率误差值输出。
利用检测的误差，基准频率误差发生器340以预定时间间隔产生基准频率误差。收到在先前时隙的相位基准符号间隔期间测量的基准频率误差后，利用采用内插或衰减常数的方法，在相位基准符号间隔期间，基准频率误差发生器340估计并输出基准频率误差。在这种情况下，相位基准符号可以是TPC符号、PILOT符号或它们二者。
电平控制器(在图6中被表示为GAIN)350控制基准频率误差发生器340产生的基准频率误差，以根据RSCP测量单元360提供的接收功率强度，提供正确电平，然后，将电平控制基准频率误差输出到频率误差组合器400。RSCP测量单元360测量各检验计产生的接收频率强度，然后，将测量的接收功率强度输出到电平控制器350。这样，根据每个检验计的接收功率，RSCP测量单元360对检验计的输出频率误差附加可变加权值，以致在收到RSCP测量单元360的输出值后，电平控制器350可以产生校正频率误差。频率误差组合器400将各检验计传送的频率误差组合在一起，然后，将组合的频率误差输出到环路滤波器254。频率误差组合器400将从各检验计接收的基准频率误差组合在一起，以根据多通路，获得分集效应。
现在，将参考图7和8说明基准频率误差发生器340。图7是示出用于UMTS、与基于时隙格式的下行链路DPCCH有关的TPC和PILOT模式的典型表格。图8是示出根据本发明的基准频率误差估计运算的原理图。
参考图7，根据各种时隙格式，UMTS含有不同的帧格式。根据时隙格式，使频率误差检测器与频率误差组合器工作。例如，如果在AFC块内，将基准时间间隔设置为512片码的规定结果，则在其中TPC符号为“1”之外的所有情况下，UMTS将TPC符号一分为二，以产生两个基准TPC符号，然后，根据两个基准TPC符号，测量基准频率误差。
图8所示的DPCH帧结构示出先前时隙的头一个512片码内的TPC字段。如果将图7所示时隙格式设置为12至15的时隙格式，则本发明利用两个基准TPC符号，测量基准频率误差，因为每个TPC字段至少分别含有两个TPC符号。如果时隙格式被设置为12、13、14或15，则在经过对应于头一个512片码的预定时间之后，可以计算CPFDD输出值。如果将时隙格式设置为12至15之外的剩余值，则TPC符号的数量等于“1”，而本发明不能测量基准频率误差。在这种情况下，本发明接收在先前时隙的相位基准符号间隔期间测量的基准频率误差，然后，通过进行内插或者利用衰减常数，本发明估计TPC符号间隔期间的新基准频率误差。
再参考图2，如果发送包含在该时隙内的TPC字段25、TFC1字段26以及数据2字段23，则还发送PILOT符号24，该时隙包括DPDCH21；DPCCH 22，由TPC和TFC1字段25和26构成；DPDCH 23，含有DATA2字段；以及DPCCH 24，含有PILOT字段24。在这种情况下，根据时隙格式，PILOT符号间隔24可以包括64片码至1024片码的范围，如图7所示。
参考图7，如果时隙格式等于6或7，则SF等于256，TPC字段等于256片码，以及PILOT字段等于1024片码。确定TPC符号为“1”，因此，利用TPC符号，不可能测量基准频率误差。然后，UMTS可以仅使用PILOT符号，而且如果在AFC块内，基准时间间隔等于512片码，则对CPFDD的输出信号测量两次。如果在AFC块内基准时间间隔等于512片码，则时隙长度等于2560片码，因此必须对CPFDD的输出信号计算5次。然而，在其中时隙格式被设置为6或7的上述情况下，对CPFDD的输出信号计算两次，因此为了实现5次“计算”，必须对CPFDD的输出信号估计3次。在这种情况下，基准误差发生器340以512片码的预定时间间隔产生基准频率误差，然后，将产生的基准频率误差输出到频率误差组合器400。
如果基准时间间隔被设置为256片码，则需要一个时隙产生10次CPFDD输出信号，以致在PILOT符号间隔内，对基准频率误差测量4次。基准频率误差发生器340必须估计基准误差。因为该原因，基准频率误差发生器340可以采用内插方法，或者可以以它可以估计基准误差的方式，将衰减常数乘以先前测量的误差。
图8示出其中将基准时间间隔设置为512片码，而将PILOT符号间隔设置为1024片码的情况。将当前时隙误差(cE)设置为当前时隙的相位误差，而将先前时隙误差(pE)设置为先前时隙的相位误差。可测量的基准误差是cE(3)和cE(4)，而要估计的基准误差是cE(0)、cE(1)和cE(2)。如果存在在TPC符号间隔内测量的基准频率误差，则其相位误差被确定为在TPC符号之间的规定时间间隔期间(即，从32片码至256片码的范围)产生的相位误差，而且本发明必须将相位误差变换为在基准时间期间产生的相位误差。在短时间间隔内，该相位误差与时间线性成正比，因此本发明可以考虑到基准时间与实TPC符号间隔之间的差值，进行相位误差变换。换句话说，基准频率误差等于在同样的基准时间期间产生的测量误差。
图8还示出两种估计方法的例子，即内插方法和衰减常数使用方法。
内插方法用于利用先前时隙的pE(3)和pE(4)估计cE(0)、cE(1)和cE(2)，而且该内插方法可以包括几个先前时隙，或者可以根据当前时隙与先前时隙之间的时间差，采用加权值。尽管在此公开的内容仅考虑了一个先前时隙，而且采用最简单的线性内插方法，但是可以使用一个以上的先前时隙，而且可以设想高级内插方法。
采用衰减常数的方法假设控制回路以预定方向延伸，以减小误差。然后，该系统以可以进行估计运算的方式将最近测量的误差乘以小于1的增益。例如，可以利用cE(0)＝a*pE(4)、cE(1)＝b*pE(4)以及cE(2)＝c*pE(4)表示衰减常数方法，其中a、b和c是小于1的常数。利用规定的模拟量确定这些常数a、b和c。
利用上面认定的方法，基准频率误差发生器340以基准时间间隔产生基准频率误差，然后，根据每个检验计的接收功率，以它可以使频率误差控制回路工作的方式，将产生的频率误差与加权值组合在一起。如果PILOT符号间隔小于基准时间，则基准频率误差发生器340将PILOT符号间隔一分为二，结果，产生两个组合PILOT符号。此后，基准频率误差发生器340仅测量最后一个PILOT符号间隔中的一个基准误差。然后，基准频率误差发生器340进行计算处理，以提供基准时间期间检测的测量误差。
如上所述，通过根据检验计的接收功率，将产生的频率误差与加权值组合在一起，本发明可以提高频率误差补偿性能。例如，如果在软切换环境下，从第一至第三小区的所有小区接收的信号，而且第二小区和第三小区均是射束形成小区，则本发明根据检验计的接收功率，将第一小区的CPICH检测的频率误差与加权值组合在一起，而根据检验计的加权值，将第二和第三小区的DPCH检测的另一个频率误差与加权值组合在一起。射束形成小区发送与非射束形成小区相比增加了6dB的DPCH功率电平，然后，可以确定是否发送CPICH。传统小区将CPICH固定为-10dB的特定值，然后，发送固定CPICH。然后，本发明根据检验计的接收功率，将检验计的输出频率误差与加权值组合在一起，结果，提高了检测频率误差的精度。当ME(移动设备)以高速从小区边界区域移动到其它区域时，本发明方法可以提高系统性能。
从上面的描述中可以看出，在AFC系统不能将CPICH用作相位基准时，本发明利用TPC和PILOT符号检测频率误差，然后，将利用检验计的接收功率可变检测的频率误差与加权值组合在一起，结果，提高了整个频率误差补偿电路的性能。
尽管为了说明问题，对本发明的优选实施例进行了说明，但是本技术领域内的普通技术人员明白，在所附权利要求所述的本发明实质范围内，可以对其进行各种修改、附加和替换。
权利要求
1.一种至少具有两个检验计的用于移动通信系统的接收机的频率误差检测器与组合器设备，每个检验计分别包括频率误差检测器，用于利用从发射机接收的预定信道的相位基准符号，检测频率误差；基准频率误差发生器，用于利用检测的频率误差，以预定时间间隔，产生基准频率误差；电平控制器，用于控制基准频率误差发生器产生的频率误差的增益；以及频率误差组合器，用于将每个检验计产生的增益控制频率误差与预定值组合在一起。
2.根据权利要求1所述的设备，其中预定信道是DPCH(专用物理信道)的DPCCH(专用物理控制信道)。
3.根据权利要求2所述的设备，其中相位基准符号至少是DPCCH的TPC和PILOT符号之一。
4.根据权利要求3所述的设备，其中频率误差检测器与组合器安装在射束形成小区的接收机上。
5.根据权利要求1所述的设备，该设备进一步包括接收功率强度测量单元，用于测量从每个检验计接收的接收功率，然后，将测量的接收功率送到电平控制器。
6.根据权利要求1所述的设备，其中基准频率误差发生器从频率误差检测器接收检测的频率误差，然后，通过内插检测的频率误差，产生估计的频率误差。
7.根据权利要求1所述的设备，其中基准频率误差发生器从频率误差检测器接收检测的频率误差，然后，通过衰减检测的频率误差，产生估计的频率误差。
全文摘要
用于移动通信系统的频率误差检测器与组合器。用于移动通信系统的接收机的频率误差检测器与组合器，根据时隙格式，该移动通信系统包括不同帧格式，该接收机至少具有两个检验计，该检验计包括频率误差检测器，用于利用从发射机接收的预定信道的相位基准符号，检测频率误差；基准频率误差发生器，用于利用检测的频率误差，以预定基准时间间隔，产生基准频率误差；电平控制器，用于控制基准频率误差发生器产生的频率误差的增益；以及频率误差组合器，用于将每个检验计产生的增益控制频率误差与预定值组合在一起。
文档编号H04B1/707GK1614899SQ20041009227
公开日2005年5月11日 申请日期2004年11月5日 优先权日2003年11月6日
发明者安源翊, 林永析, 林采万 申请人:三星电子株式会社