专利名称：利用导频抵消均衡的系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字电信领域。更确切地说，本发明涉及一种应用到接收器滤波器的混合直接-间接适配过程。
背景技术：
信道均衡为数字电信中的基本问题之一。图1显示了合并了均衡/检测技术的典型通信系统的模型。
与TDMA(时分多址)均衡器不同，DS-CDMA均衡器在于从通过电信信道接收的数据中去除码元间干扰(InterSymbol Interference，ISI)以及多址干扰(Multiple Access Interference，MAI)。
参照图2a，其中显示DS-CDMA基带系统的模型(M.Latva-aho and M.J.Juntti，“LMMSE Detection for DS-CDMA System in Fading Channel”，IEEETransactions of Communications，Vol.48，No.2，2000，pp194-199以及M.J.Juntti，and M.Latva-aho，“Multiuser Receivers for CDMA Systemsin Rayleigh Fading Channels”，IEEE Transactions on VehicularTechnology，Vol.49，No.3，May 2000，pp.885-899，以及A.0.Dahmaneand D.Massicotte，“Nonlinear Multiuser Receiver for UMTSCommunications”，IEEE-Semiannual Vehicular Technology Conference，Vancouver 24-29 September 2002，pp.252-256)。在该模型中，K个用户正在发送来自字母表Ξ＝{-1，1}的码元。每个用户的码元由其相应的、长度为Nc、表示为sk的代码序列扩展。该代码序列通过将OVSF代码与短扰频代码组合而生成(VerdùS.，Multiuser Detection，Cambridge University Press，1998)。码元周期由T表示，码片(chip)周期由Tc表示，其中Nc＝T/Tc为整数。
假定所有用户都使用相同的码片脉冲整形滤波器230，由Ψ(t)表示，其在这种情况下为滚降因子(roll-off factor)β＝0.22的平方根升余弦，。每个用户k都通过由hk(t)表示的Lk个路径的瑞利(Rayleigh)衰减信道240传送其数据，其中最大延迟扩展(delay spread)为τm。除非另有说明，波特间隔指数(Baud spaced index)用n表示，码片间隔指数由m表示，用户k的第n个发送码元为bk(n)。所使用的模型为波特间隔形式，但是可以容易地扩展到分数间隔形式。
第k个用户的连续时间扩展波形为sk(n)(t)=Σm=0Nc-1sk,m(n)ψ(t-mTc)]]>(公式1)。
所有用户的基带接收信号为r~(t)=Σk=1K(Σn=0Nb-1((Akbk(n)sk(n)(t-nT)+jβkPktrain(n)pk(n)(t))*hk(n)(t)))+η(t)]]>(公式2)，并且由加法单元260输出。
在公式2中，Nb表示所接收的码元的数目，Ak表示用户k的所接收的幅度，η(t)表示方差为ση2的附加高斯噪声，*表示线性卷积，pk(n)(t)为具有与全一业务数据相同的短扰频代码的与第n个业务(traffic)比特bk(n)重叠的第k个用户的的周期控制(导频)波形(3GPP-TS 25.213 v4.1.0(2001-06)Spreading and Modulation(FDD))，如图2b所示，并且j=-1.]]>瑞利衰减信道240的用户k的发送信道hk(n)(t)定义为hk(n)(t)=Σl=1Lkhk,j(n)δ(t-τk,1)]]>(公式3)，其中Lk为传播路径的数目，hk，j(n)为在时间n对用户k的路径1的复增益(complex gain)，τk，1为传播延迟，δ(t)为迪拉克(Dirac)脉冲。
然后可以将所接收的信号写为r~(t)=H(b(t),p(t))+η(t)]]>(公式4)，其中H(·)表示信道模型270，为(公式2)的第一部分。
以波特间隔的、最后一个公式的离散形式为r~=H(b,p)+η]]>(公式5)，其中r~=r~(0)T,···,r~(Nb-1)TT]]>且r~(n)=r~(Tc(nNc+1)),···,r~(Tc(n+1)Nc)T]]>(公式6)，所发送的码元为b=b(0)T,···,b(Nb-1)TT]]>且b(n)=b1(n),···,bK(n)T]]>(公式7)，并且所发送的控制(导频)为p=p(0)T,···,p(Np-1)TT]]>且p(n)=p1(n),···,pK(n)T]]>(公式8)。
发明内容
本发明的一个目的在于提供一种提供再生(regenerated)数据序列的装置。
本发明的另一目的在于提供一种再生数据序列。
本发明的另一目的在于提供一种提供再生控制序列的装置。
本发明的另一目的在于提供一种提供再生数据序列的装置。
根据本发明的一个方面，提供了一种提供再生数据序列的装置，该装置包含信道识别单元，其从通信信道接收所发送的信号 与训练控制序列(ptrain)，以提供表示通信信道的多个信道系数 以及信道建模单元，其利用已知训练数据序列(X)过滤所述表示通信信道的多个信道系数 以提供所述再生数据序列(Y)。
根据本发明的另一个方面，提供了一种提供再生数据序列的方法，所述方法包含从通信信道接收所发送的信号 与训练控制序列(ptrain)，以提供表示所述通信信道的多个信道系数 以及利用已知训练数据序列(X)过滤所述表示通信信道的多个信道系数 以提供所述再生数据序列(Y)。
公开了一种适配过程，其优化接收器滤波器参数，例如应用于直接-序列码分多址(DS-CDMA)的多用户检测(MUD)。该过程考虑到由缺乏发射器发送的、适配接收器处滤波器参数所需的训练数据序列而强加的限制。
该适配在于利用通过相同信道发送的两个不同的数据序列；其中一个数据序列作为有效负载数据发送，另一数据序列作为用来适配接收器处滤波器参数的训练数据发送。与发送数据信息序列同时在存在变化信道的情况下适配接收器滤波器参数。通过基于直接(没有信道识别)与间接(有信道识别)方案的混合适配过程，实现所述适配。针对蜂窝式通信系统中的UMTS(通用移动电信系统)应用，描述了本发明。
本发明的其他特征与优点通过以下参照附图的详细描述变得清楚，其中图1为显示典型通信系统模型的方框图；图2a为显示DS-CDMA系统的现有技术基带模型的方框图；图2b为显示其它数据中的流量数据与导频的方框图；
图3为显示根据本发明一种实施例的数据序列生成器装置的方框图，其包含信道识别单元与信道建模单元；图4为显示根据本发明一种实施例的、对于DS-CDMA系统的、没有导频的、直接适配方法滤波器接收器结构的方框图；图5为显示根据本发明一种实施例的、对于DS-CDMA系统的、没有导频的、间接适配方法滤波器接收器结构的方框图；图6为显示根据本发明一种实施例的、对于DS-CDMA系统的、混合方法级联(cascade)滤波器接收器结构的方框图；图7为显示根据本发明一种实施例的、对于DS-CDMA系统的、没有导频的、混合方法级联滤波器接收器结构的方框图；图8为显示根据本发明一种实施例的、接收器处训练数据序列生成器装置的方框图。
具体实施例方式
人们已经开发了各种算法，以解决以下问题根据 获得原始序列bk(n)的估计发送数据k(n)。大部分算法可以简化为由码元间干扰与多址干扰破坏的码元序列的数字滤波，b^k(n)=Fr~(n)]]>(公式9)，其中F[·]表示图2a的MUD滤波器250。
仍然参照图2a，为了具有离散线性模型，必须考虑Nf维MUD滤波器250，信道模型的输出要应用到该MUD滤波器250。引入向量r~(n)=r~(m),r~(m-1),...,r~(m-Nf+1)T]]>(公式10)。
为IS-95所提出的第一接收器为Rake接收器，以利用信道的衰减特性。然而，近远问题(near-far problem)使该接收机效率不高(Nolma H.，etToskala A.，WCDMA for UMTSRadio Access For Third Generation MobileCommunications，John Wiley & Sons LTD，2000)。
人们已经提出了线性与非线性MUD滤波器250(F[·])来克服该远近问题。首先主要考虑的是将TDMA均衡器的应用扩展到DS-CDMA。该算法是对于序列检测的最大似然性序列估计(Maximum Likelihood Sequence Estimation，MLSE)和对于逐码元检测的最大后验概率(Maxium a-posteriori，MAP)。不幸的是，这些算法并不实用，这是因为复杂度随用户数目呈指数增长(VerdùS.，Multiuser Detection，Cambridge University Press，1998)。广泛提出的其他算法为ZF(Zero Forcing，零强制)与MMSE(最小均方差)，其需要所有用户信道的精确脉冲响应(Klein S.，Kaleh G.K.，et Baier P.W.，″Zero Forcing and MinimumMean-Square-Error Equalization for Multiuser Detection in Code-DivisionMultiple-Access Channels″，IEEE Transactions on Vehicular Technology，Vol.45，No.2，Mai 1996，pp.276-287)。这是不实用的。即使最小均方差算法的自适应版本也过于复杂而不能在实际生活应用中采用。先前还公开了PIC(ParallelInterference Cancellation，平行干扰抵消)算法与SIC(SuccessiveInterference Cancellation，连续干扰抵消)算法。这两种接收器的优化版本需要知道没有多址干扰的、所有接收到的用户的幅度。这不容易得到，因为困难就在于去除多址干扰。
人们基于线性滤波器与神经网络提出了其他接收器，却没有获得一种均衡所有用户的通用结构(Das K.，et Morgera S.D.，″Adaptive InterferenceCancellation for DS-CDMA Systems Using Neural Network Techniques″，IEEEJournal on Selected Areas in Communications，Vol.16，No.9，1998，pp.1774-1784)。
如果公式9的函数F[·]的自变量为线性的，则认为MUD滤波器为线性的，在其他所有情况下，都将其当作非线性处理。例如，基于神经网络的MUD滤波器被认为是非线性的。
如果为了估计其系数有必要发送称为训练序列生成器的已知序列(对于发送数据与控制(导频)分别为btrain与ptrain)，则MUD滤波器是有监督的。
对于时变信道，这导致可用带宽的损失，并且适配可以使用针对判决的技术，其对应于盲(Blind)方法的第一途径。与有监督的MUD滤波器不同，盲MUD滤波器在不知道所发送的训练序列的情况下估计其系数，由此提高了带宽效率。
如果将接收信号 直接发送到MUD滤波器输入端，则MUD滤波器具有控制组件，例如图4、6、7所示。
否则，如果从接收信号 中去除控制(导频)信号、并且施加到MUD滤波器输入端之后，则MUD滤波器没有控制(导频)，例如图4、5所示。
MUD滤波器250基于两种已知方法。
如果其系数从可用数据获得，则MUD滤波器为直接的，例如图6所示的MUD滤波器251。
如果通过利用诸如相关器等信道识别单元12根据H[·]270的先前识别的参数(抽头(tap) 与延迟 而求得其系数，则MUD滤波器为间接的，例如图5所示的MUD滤波器252(Bhashyam，S.，Aazhang，B.，″Multiuser channelestimation and tracking for long-code CDMA systems″，IEEE Transactions oncommunications，Volume50，Issue7，July 2002，pp.1081-1090)。
在实践中，如果信道模型为线性的，则一般使用间接方法，这是因为信道识别单元12因此会易于实现。
如下所述，可以使用通过同一信道发送的两或更多个不同的数据序列。
第一数据序列b作为有效负载数据序列发送。
第二数据序列ptrain作为用来在接收器处利用信道识别方法识别信道参数的训练控制(导频)序列发送。
现在参照图3，其中显示了根据本发明一种实施例的数据序列生成器10的例子。
数据序列生成器10包含信道识别单元12与信道建模单元14。
信道识别单元12接收所发送的信号 与训练控制序列ptrain，进行信道识别，以提供表示通信信道的多个信道系数 信道建模单元14接收该表示通信信道的多个信道系数 以及已知训练数据序列(X)，并且用已知训练数据序列(X)过滤表示通信信道的多个信道系数 以提供再生数据序列(Y)。
应该理解在一种实施例中，已知训练数据序列(X)可以为训练控制序列ptrain(参见图4)。在这种情况下，信道建模单元14包含信道控制建模单元410，并且再生数据序列(Y)包含再生控制序列rpolit。以下将进一步描述合并该实施例的例子。
在另一实施例中，已知训练数据序列(X)可以为训练控制序列btrain(参见图6)。在这种情况下，信道建模单元14包含信道数据建模单元610，并且再生数据序列(Y)包含再生训练序列rtrain。以下将进一步描述合并该实施例的例子。
现在参照图8，其中显示了数据序列生成器10(DSGA)位于接收器80处的例子。
通过信道H[·]270发送训练控制(导频)序列ptrain，以进行对于由K个用户定义的所有信道的信道识别单元12的训练序列。
接收器已知的训练控制(导频)序列ptrain用来识别信道模型H[·]的参数。
由信道识别单元12执行信道识别方法，例如相关器、最大似然性等等，和/或以下适配算法，例如LMS、RLS、Kalman滤波器、反向传播神经网络等等。
当信道识别单元12识别了表示通信信道的多个信道系数 时，向信道建模单元14发送表示通信信道的多个信道系数 在接收器处本地生成一组训练数据序列(X)。使用该组训练数据序列(X)，以利用信道建模单元14生成再生数据序列(Y)。在接收器处使用该组训练数据序列(X)，以适配接收器滤波器。
在Y＝rdata且X＝btrain的情况下，信道建模单元10可以由rData(t)=Σk=1K(Σn=0Nb-1((btraink(n)sk(n)(t-nT))*h^k(n)(t)))]]>(公式11)定义。
或者，在X＝btrain且Y＝rpilot的情况下，信道建模单元10可以由rpilot(t)=Σk=1K(Σn=0Np-1((jPtraink(n)Pk(n)(t-nT))*h^k(n)(t)))]]>(公式12)定义。
在MUD滤波器适配接收器的情况下，MUD滤波器以混合方式设计，其中根据间接与直接方法获得系数，如图5、6所示。
现在参照图4，其中显示根据利用控制(导频)抵消的直接适配方法操作的接收器。
更精确地说，接收器包含信道建模单元10，其具有信道识别单元12与信道控制建模单元410。
该接收器还包含控制信号抵消单元420、直接MUD滤波器251与开关K1-2。
通过应用直接与间接处理两者，同时进行直接MUD滤波器的适配与控制(导频)抵消。
根据第一步，初始化直接MUD滤波器251的参数与信道识别单元12的参数。
根据第二步，通过信道发送训练控制序列ptrain，以获得对于由K个用户定义的所有信道的信道识别单元12的训练序列。同时，发送训练数据序列btrain和/或未显示的、包含由所有用户发送的信息的有效负载数据序列b。训练数据序列ptrain为接收器已知，并且训练数据序列ptrain用来识别信道模型H(·)的参数。信道识别单元12使用信道识别算法，例如相关器、最大似然性等等，和/或以下适配算法，例如LMS、RLS、Kalman滤波器、反向传播神经网络等等，以确定表示通信信道的多个信道系数 根据第三步，当识别了表示通信信道的多个信道系数 时，利用信道控制建模单元410与训练控制序列ptrain，生成接收器处的再生训练序列rtrain。
根据第四步，导频数据的效果干扰训练数据或有效负载数据，并且必须抵消。该抵消通过以下完成利用控制信号抵消单元420，将所接收的数据 减去再生控制序列rpilot。控制信号抵消单元420提供新的接收数据 与第二步同时，开关K1-2位于位置A，以发送为了进行对由K个用户定义的所有信道的训练序列所需的训练数据序列btrain。
根据第六步，使用接收器已知的训练数据序列btrain和数据 以根据LMS、RLS、反向传播神经网络等等适配算法，适配直接MUD滤波器251的参数。
根据第七步，当适配了直接MUD滤波器251的参数时，开关K1-2位于位置B。通过直接MUD滤波器251，利用数据 估计包含信息的有效负载数据b。在B位置上，不发送训练数据，并且直接MUD滤波器251的参数不变。
与第七步同时，利用第二步跟踪信道参数，并且通过应用第三与第四步，计算没有导频的接收数据。
周期性地，开关K1-2在位置A与B之间交替变化，以在各种信道H(·)条件下适配直接MUD滤波器251的参数。
现在参照图5，其中显示了根据包含控制(导频)抵消的间接适配方法操作的接收器。通过以下步骤描述该导频抵消。
根据第一步，初始化信道识别单元12的参数。
根据第二步，发送训练控制序列ptrain，以进行对于由K个用户定义的所有信道的信道识别的训练序列。同时，发送未显示的由所有用户发送的有效负载数据序列b。训练控制序列ptrain为接收器已知，并且其用来识别信道模型H(·)的参数。利用使用以下方法的信道识别单元12，例如相关器、最大似然性等等，和/或以下适配算法，例如LMS、RLS、Kalman滤波器、反向传播神经网络等等，以确定表示通信信道的多个信道系数 根据第三步，当识别了表示通信信道的多个信道系数 时，利用信道控制建模单元410与训练控制序列ptrain，生成接收器处的导频序列rpilot。
根据第四步，在没有导频的条件下，控制(导频)数据的效果干扰有效负载数据，并且因此必须抵消。该抵消通过以下完成利用控制信号抵消单元420，将所接收的数据 减去再生控制序列rpilot。控制信号抵消单元420提供 与第三步及第四步同时，并且当识别了表示通信信道的多个信道系数 时，计算间接MUD滤波器252的参数。
当计算得到了间接MUD滤波器252的参数时，通过间接MUD滤波器252使用数据 来估计包含信息的有效负载数据b。
与最后一步同时，利用第二步跟踪表示通信信道的多个信道系数 并且通过应用第三与第四步，计算没有导频的接收数据。
在时变信道条件下，利用第二步、第三步、与最后一步跟踪表示通信信道的多个信道系数 现在参照图6，其中显示了下述接收器，其基于信道识别单元12根据混合适配方法操作，并且生成用来适配直接MUD滤波器251的参数的、接收器处的数据的训练序列(不需要发送训练数据)。
根据第一步，初始化直接MUD滤波器251的参数与信道识别单元12的参数。
根据第二步，通过信道发送训练控制序列ptrain，以进行对于由K个用户定义的所有信道的信道识别单元12训练序列。同时，发送包含由所有用户发送的信息的有效负载数据序列b。训练数据序列ptrain为接收器已知，并且用以识别信道模型H(·)的参数。由信道识别单元12使用信道识别方法，例如相关器、最大似然性等等，和/或以下适配算法，例如LMS、RLS、Kalman滤波器、反向传播神经网络等等，以识别信道模型H(·)的参数(表示通信信道的多个信道系数 根据第三步，当识别了信道模型H(·)的参数时，在接收器处本地生成一组训练数据序列btrain与训练控制序列ptrain。该组训练数据序列btrain用来利用信道数据建模单元610生成接收数据序列rdata，而训练控制序列ptrain用来利用信道控制建模单元410生成再生控制序列rpilot。
根据第四步，利用加法单元620，rdata与rpilot的加和产生接收信号rtrain。
根据第五步，开关K1-1与K1-2都位于位置A，以进行对由K个用户定义的所有信道的训练序列。
根据第六步，使用所生成的一组训练数据序列btrain及接收信号rtrain，以根据例如LMS、RLS、反向传播神经网络等等适配算法，适配直接MUD滤波器251的参数。
根据第七步，当适配直接MUD滤波器251的参数时，开关K1-1与K1-2都被置于位置B。通过直接MUD滤波器251，利用数据 估计包含信息的有效负载数据b。
周期性地，开关K1-1与K1-2在位置A与B之间交替变化，以重复步骤2至7，从而在各种信道H(·)条件下适配直接MUD滤波器251的参数。
现在参照图7，其中显示了下述接收器，其在加入了无控制(导频)的信号的条件下基于与图6所述相同的方案根据混合适配方法操作。
根据第一步，初始化直接MUD滤波器251的参数与信道识别单元12的参数。
根据第二步，通过信道发送训练控制序列ptrain，以获得对于由K个用户定义的所有信道的信道识别单元12的训练序列。同时，发送未显示的、包含由K个用户发送的信息的有效负载数据序列b。训练控制序列ptrain为接收器已知，并且用来识别信道模型H(·)的参数。信道识别单元12可以使用信道识别方法，例如相关器、最大似然性等等，和/或以下适配算法，例如LMS、RLS、Kalman滤波器、反向传播神经网络等等。
根据第三步，当识别了信道数据建模单元610与信道控制建模单元410的所有参数时，在接收器处本地生成一组训练数据序列btrain与训练控制序列ptrain。该组训练数据序列btrain用来利用信道数据建模单元610生成接收数据序列rdata，而训练控制序列ptrain用来利用信道控制建模单元410生成再生控制序列rpilot。
根据第四步，开关K1-1与K1-2都位于位置A，以进行对由K个用户定义的所有信道的训练序列。
根据第五步，使用所生成的一组训练数据序列btrain及控制序列rtrain，以根据LMS、RLS、反向传播神经网络等等适配算法，适配直接MUD滤波器251的参数。
根据与第三步同时进行的第六步，信道数据建模单元610产生一组数据序列rpilot。
根据第七步，在无控制(导频)的条件下，控制(导频)数据的效果干扰有效负载数据，并且因此必须抵消。该抵消通过以下完成利用控制信号抵消单元420，将所接收的数据 减去rpilot。控制信号抵消单元420提供新的接收数据 当适配了直接MUD滤波器251的参数时，并且根据第八步，开关K1-1与K1-2都位于位置B。通过直接MUD滤波器251，利用数据 估计包含信息的有效负载数据b。
根据与第七步同时进行的第九步，利用第二步跟踪信道识别单元12的参数，并且在第六与七步中使用没有导频的接收数据。
根据第十步，开关K1-1与K1-2在位置A与B之间交替变化，以重复步骤2至9，从而在各种信道H(·)条件下适配直接MUD滤波器251的参数。
另外，上述盲适配过程可以用于这些适配方法，以增加带宽效率。
虽然优选实施例以作为通过不同数据信号连接相互通信的离散组件组的方框图显示，但是本领域技术人员应该理解优选实施例通过软件与硬件组件结合提供，其中某些组件由硬件或软件系统的给定功能或者操作实现，并且所显示的许多数据路径由计算机应用程序或操作系统内的数据通信实现。由此，所示结构是为便于说明本发明的优选实施例而提供的。
应该注意本发明可以实现为方法、可以在系统中、在计算机可读介质或者电气或电磁信号中实现。
上述本发明的一个或多个实施例只是为了说明。因此，本发明的范围只由权利要求限定。
权利要求
1.一种提供再生数据序列的装置，所述装置包含信道识别单元，其从通信信道接收所发送的信号 与训练控制序列(ptrain)，以提供表示所述通信信道的多个信道系数 以及信道建模单元，其利用已知训练数据序列(X)过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生数据序列(Y)。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述训练序列(X)包含所述训练控制序列(ptrain)，并且其中所述再生数据序列(Y)包含再生控制序列(rpolit)，并且其中所述信道建模单元包含信道控制建模单元，其利用所述训练控制序列(ptrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生控制序列(rpolit)。
3.如权利要求2所述的装置，还包含控制信号抵消单元，其从所发送的信号 中减去所述再生控制序列(rpolit)，以提供无所述控制序列的控制序列
4.如权利要求1所述的装置，其中所述训练序列(X)包含训练数据序列(btrain)，并且其中所述再生数据序列(Y)包含再生训练序列(rtrain)，并且其中所述信道建模单元包含信道数据建模单元，其利用所述训练数据序列(btrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生训练序列(rtrain)。
5.如权利要求4所述的装置，其中所述信道建模单元还包含信道控制建模单元，其利用所述训练控制序列(ptrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供再生控制序列(rpilot)。
6.一种提供估计有效负载数据序列()的直接适配接收器，所述接收器包含生成无控制序列的再生数据序列的装置，该装置包含信道识别单元，其从通信信道接收所发送的信号 与训练控制序列(ptrain)，以提供表示所述通信信道的多个信道系数 信道建模单元，其利用所述训练控制序列(ptrain)过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供再生控制序列(rpolit)；控制信号抵消单元，其从所述所发送的信号 中减去所述再生控制序列(rpolit)，以提供无所述控制序列的控制序列 以及滤波单元，其接收所述无控制序列的再生数据序列，并且还选择性地接收训练数据序列(btrain)，以提供所述估计有效负载数据序列 以及其中所述滤波单元根据所述训练数据序列(btrain)被适配。
7.一种提供再生数据序列的方法，所述方法包含从通信信道接收所发送的信号 与训练控制序列(ptrain)，以提供表示所述通信信道的多个信道系数 以及利用已知训练数据序列(X)过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生数据序列(Y)。
8.如权利要求7所述的方法，其中所述训练序列(X)包含所述训练控制序列(ptrain)，并且其中所述再生数据序列(Y)包含再生控制序列(rpolit)，并且所述方法还包含利用所述训练控制序列(ptrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生控制序列(rpolit)。
9.如权利要求8所述的方法，还包含从所发送的信号 中减去所述再生控制序列(rpolit)，以提供无所述控制序列的控制序列
10.如权利要求7所述的方法，其中所述训练序列(X)包含训练数据序列(btrain)，并且其中所述再生数据序列(Y)包含再生训练序列(rtrain)，并且其中所述方法还包含利用所述训练数据序列(btrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供所述再生训练序列(rtrain)。
11.如权利要求10所述的方法，还包含利用所述训练控制序列(ptrain)，过滤所述表示所述通信信道的多个信道系数 以提供再生控制序列(rpliot)。
12.一种优化接收器处滤波器参数的自适应方法，所述方法包含利用通过相同通信信道发送的第一与第二数据序列，其中所述第一数据序列包含有效负载数据，并且所述第二数据序列包含训练数据；利用所述训练数据，以适配接收器处滤波器参数；其中与发送所述数据序列同时在存在接收器处接收的变化信道的情况下适配所述滤波器参数。
全文摘要
公开了一种自适应过程，其优化接收器滤波器参数，例如用于直接－序列码分多址(DS－CDMA)的多用户检测(MUD)。该过程考虑到由缺乏发射器发送的、适配接收器处滤波器参数所需的训练数据序列而带来的限制。该适配在于利用通过相同信道发送的两个不同的数据序列；其中一个数据序列作为有效负载数据发送，另一数据序列作为用来适配接收器处滤波器参数的训练数据发送。与发送数据信息序列同时在存在变化信道的情况下适配接收器滤波器参数。通过基于直接(没有信道识别)与间接(有信道识别)方案的混合适配过程，实现所述适配。针对蜂窝式通信系统中的UMTS(通用移动电信系统)应用，描述本发明。
文档编号H04B1/707GK1806395SQ200480016893
公开日2006年7月19日 申请日期2004年5月21日 优先权日2003年5月23日
发明者丹尼尔·马西科特, 阿德尔－奥马尔·达马尼 申请人:阿克西奥康姆股份有限公司