专利名称：通信接收机中的加速解码器的软比特的计算的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及对正交幅度调制信号的解调，以生成用于输入到通信接收机(具体地说，扩频通信接收机)中的信道解码器的软比特(softbits)。
背景技术：
通信系统采用前向纠错以便纠正传输信道中产生的噪声所导致的错误。例如，通信系统一般使用加速(turbo)码来进行前向纠错。在发射机方，加速编码器基于信息比特引入冗余比特。在加速编码器的输出处，编码后比特然后被调制并发送到接收机。在接收机端，接收机对接收到的信号进行解调，然后产生到加速解码器的接收到的编码后比特。加速解码器对接收到的编码后比特进行解码，以恢复信息比特。
为了使通过加速解码器中的迭代解码过程获得的编码增益的优点最大化，通信接收机不是立即确定接收到的编码后比特是零还是一，而是按照代表比特为1的概率的多级比率，给每个比特赋值。一种常见的比率称作对数似然比(LLR)概率，其将每个比特表示为某个范围(例如，-32到31)内的整数。值31表示所发送的比特为0的概率非常高，而值-32表示所发送的比特为1的概率非常高。值0指示该逻辑比特值不确定。
给定特定的接收到的编码后比特，通信接收机中的加速解码器使用LLR来确定是否是发送了给定的信息比特。但是，对LLR概率的计算是费时并且处理密集的计算。作为示例，在通信系统的发射机中，每N个编码后比特被映射到一个符号(具有I和Q分量的2维符号)。该符号通过信道被发送到接收机。接收到的符号由于噪声而被恶化和衰减。接收机的解调器的任务是从接收到的带噪声的符号中恢复出N个编码后比特。为利用加速解码器的编码增益，生成了N个软比特(或LLR)。
通常，对数似然被用来近似软比特。第i比特(i＝0，1，…，N-1)的对数似然L(bi)如下计算L(bi)=lnP(bi=0|y)P(bi=1|y)=lnΣz|biP(z|y)Σz|biP(z|y)≈12σ2(minz|bi=1|y-z|2-minz|bi=0|y-z|2)]]>其中，y是接收到的符号，z是参考星座图中的符号，并且σ2是噪声方差。根据该式，可以看出在估计σ2、估计参考星座图(估计期望信号的平均幅度)、计算距离和最小搜索以及得到L(bi)的除法中，涉及极大的计算复杂度。
为了简化对数似然计算，在国际专利申请No.WO 01/67617中提出了一种简化方法，该方法用于生成软判决。在该文献中描述的具体示例是在扩频通信系统中的16正交幅度调制(QAM)信号的解调。在图1中示出了16QAM的星座图，其中该星座图中的16个符号中的每个对应于4个编码后比特。图2突出示出了编码后比特与每个符号的位置之间的关系。例如，如果b0＝1且b1＝0，则该符号具有负I和正Q分量。基于对B1和b3类似的观测，可以如下生成软比特L(bi)L(b0)＝yI，L(b1)＝yQ，L(b2)＝Sth-abs(yI)，L(b3)＝Sth-abs(yQ)但是，在上述文献中描述的布置中必须使用复杂电路来计算Sthi，其包括(i)基于导频信号计算针对每个多路径的期望信号功率和计算干扰功率，以及(ii)针对每个路径将信号和干扰功率映射到C/I，并且求和以得到总C/I，其然后被用作对阈值Sthi的估计。
因此，当前仍需要以计算简单的方式来计算由加速解码器使用的对数似然比。
发明内容
希望提供一种技术，用于计算在计算对数似然度量时使用的阈值，其使通信接收机的时间、处理资源和功率需求最小化。
还希望提供一种技术，用于以下述方式计算对数似然比度量，该方式改进或克服已知技术的一个或多个缺点。
就此而言，本发明的一个方面提供了一种用于计算阈值Sthi的方法，在对正交幅度调制(QAM)信号进行解调时，该阈值被用来针对每个接收到的符号生成多个软比特以输入到加速解码器，该方法包括以下步骤计算所接收到的符号的平均幅度A；以及对于具有4m个点的正方形QAM星座图，将平均幅度A乘以常量Ci，以使Sthi＝A×Ci其中m为正整数，i为从1到 的正整数。
包括这些步骤的方法高效计算这样的阈值，其在对QAM信号进行解调时被用来针对每个接收到的符号生成多个软比特以输入到高速下行链路分组访问(HSDPA)应用中的加速解码器。该阈值作为所接收到的信号的平均幅度和一个常量(或者固定比例因子)的乘积被计算出。对所接收到的信号的平均幅度的估计的计算相对直接，并且可以在硬件中高效执行。
在一个实施例中，平均幅度A是从接收到的K个符号的块计算出的，其中K是正整数。
K的值可以与信道状况改变的速度成反比。
常量Ci可以根据下式计算出Ci＝2×I×Δ其中Δ是用于具有4m个点的正方形QAM星座图的归一化参数。
在一个实施例中，QAM信号是16QAM信号，并且常量Ci等于 在另一个实施例中，QAM信号是16QAM信号，并且常量Ci等于0.5。
所接收到的符号的平均幅度A可以根据下式计算出A＝max(AI，AQ)+0.5min(AI，AQ)其中AI和AQ分别是每个接收到的符号的正交I和Q分量的平均。
或者，所接收到的符号的平均幅度A可以根据下式计算出A＝AI+AQ其中AI和AQ分别是每个接收到的符号的正交I和Q分量的平均。
本发明的另一个方面提供了一种用于针对每个接收到的符号生成软比特的方法，这些软比特被输入到在对正交幅度调制(QAM)的信号进行解调时使用的加速解码器，所述方法包括以下步骤计算上述阈值Sthi；以及从该阈值Sthi计算一个或多个软比特。
如前所述，对QAM信号进行解调的高效方法是生成多个软比特以输入到加速解码器中，其通常包括计算阈值。解调器一般产生前两个软比特，这前两个软比特等于所接收到的符号的I分量和Q分量。一个或多个剩余软比特作为I分量和Q分量的绝对值与该阈值之间的差，能够根据本发明而被生成。因此，导出阈值的较简单的方法可以使通信接收机中要求的硬件的复杂度最小化。
在本发明的一个实施例中，从阈值Sthi计算出log24m个软比特。
本发明的另一个方面提供了一种用于计算阈值Sthi的设备，在对正交幅度调制(QAM)信号进行解调时，所述阈值被用来针对每个接收到的符号生成多个软比特以输入到加速解码器，该设备包括用于以下计算的装置计算接收到的符号的平均幅度A，并且对于具有4m个点的正方形QAM星座图，将平均幅度A乘以一个归一化参数Δ，以使得Sthi＝A×Ci其中，m是正整数，并且i是从1到 的正整数。
本发明的又一个方面提供了一种用于针对每个接收到的符号生成软比特的设备，所述软比特被输入到在对正交幅度调制(QAM)信号进行解调时使用的加速解码器，该设备包括用于以下计算的装置计算接收到的符号的平均幅度A，并且对于具有4m个点的正方形QAM星座图，将平均幅度A乘以一个常量Ci，以使得
Sthi＝A×Ci其中，m是正整数，并且i是从1到 的正整数；以及用于从阈值Sthi计算一个或多个软比特的装置。
本发明的又一个方面提供了一种包括上述设备的通信接收机。
结合附图从下面的详细描述中，本发明的各种特征和优点将变更清楚，在附图中
图1图示了16QAM信号星座图映射的图；图2是示出了代表星座图映射中的每个符号的灰码(grey code)内的4个编码后比特中每个的值的星座映射图；图3是根据本发明一个实施例的通信系统的示意图，该通信系统包括通信接收机；图4是形成图3所示的通信接收机的一部分的软比特估计器的第一实施例的示意图；以及图5是形成图3所示的通信接收机的一部分的软比特估计器的第二实施例的示意图。
具体实施例方式
现在参考图3，该图总地示出了通信系统10，通信系统10包括发射机11，发射机11连接到数字源12并且配置为从数字源12接收二进制输入数据。发射机11产生并发送用于接收机14接收的调制后信号13。接收机14对接收到的信号进行解调，恢复出解码后的二进制数据，该二进制数据然后被转发到目的地15。发射机11包括加速编码器16、信号映射模块17和调制器18。接收机包括解调器19、对数似然估计器20和加速解码器21。
加速编码器16利用加速码对要发送的二进制输入数据22进行编码，生成被称作编码后比特的二进制符号序列23。若干编码后比特被信号映射模块分块在一起，并且映射到信号星座图上的一点，从而生成具有复数值的调制符号的序列24。该序列被施加到调制器18，从而生成连续时间波形以发送到接收机14。
解调器19对接收到的调制后的信号进行解调，生成具有复数值的软符号序列25。每个软符号代表对由发射机11发送的调制符号的估计。这些估计被对数似然估计器20用来提取出与给定的调制符号相关联的似然度量(软比特)26。加速解码器21使用对数似然度量(软比特)序列来解码原始发送的二进制数据，恢复出解码后的二进制数据27。
图1所示的正方形16 QAM星座图具有指数m＝2，并且被定义为具有4m个点的信号星座图。每个信号点由其索引(i，j)表示，其中，O≤i，j＜2m。每个i，j点在星座图上的位置由下式给出ci,j={(2m-1-2i)Δ,(2m-1-2j)Δ},]]>其中Δ=34m-1(12).]]>上式确保信号星座图的平均能量被归一化到1，其中Δ是用于正方形QAM星座图的归一化参数。对于16 QAM星座图，m＝2并且Δ=110.]]>对于其他正方形QAM星座图，m和Δ的值都将改变。因此，对于64 QAM星座图，m＝3并且Δ=142,]]>而对于256 QAM星座图，m＝4并且Δ=1170.]]>星座图中的每个点的信号用二进制字符串标记，该二进制字符串表示与调制符号相关联的编码后比特的块。从图1可看到，灰码映射被用来将调制符号与编码后比特的块相关联。在这种情形中，星座图中的4m个点中的每个点由4比特代码标识，这4比特代码包括b0、b1、b2和b3。在其他正方形QAM星座图中，灰码中的比特数目可以不同。例如，在64QAM星座图中，每个点由6比特灰码标识出。
由于信息和编码后比特是随机的，因此，在接收机14的处理电路中，给定足够长的观测时间，图1中示出的星座图中的全部16个符号被期望以大约相等的概率出现。因此，最优的阈值应当向比特b2和b3提供相等的似然。比特b2和b3的似然值的算术期望或均值也应当相同。如果在接收到的信号中没有噪声，则阈值Sthi将因此而落在b2(或b3)＝0和b2(或b3)＝1的中间，如图2所示。如果接收到的信号由于噪声而恶化，则I和Q分量的绝对值的分布将扩展开，并且与没有噪声的情形相比，阈值将向右移位。
考虑该因素，阈值Sthi的最优值由以下式给出 其中，E和A分别是在解调器19中接收到的符号的平均能量和幅度的估计。根据图1和图2，常量的值由 给出并被计算出，从而如果没有噪声，则阈值Sthi落在b2(或者b3)＝0和b2(或者b3)＝1的中间。如果接收到的信号还包含噪声，则估计的能量E的数据也包括信号和噪声方差，并且因此，估计的阈值比在无噪声的情形中的大。在这种情形中，该估计可以用作对最优阈值的近似。
上述示例可以被一般化来覆盖具有4m个点的其他正方形QAM星座图。在这种一般化的情形中，阈值Sthi的最优值＝A×2×i×Δ，其中m是正整数，并且i是从1到 的正整数。
应当意识到，对A进行计算并将A乘以一个常量来导出阈值Sthi的最优值非常简单，并且可用硬件高效地实现。图4示出了这种硬件实现之一，其中示出了接收机14的对数似然估计器20的更详细的示图。在该图中，信道估计yIk和yQk从解调器19被接收。在K个符号的块上对I信道平均幅度的估计由第一平均模块28确定。类似地，在K个符号的块上对Q信道平均幅度的估计由第二平均模块29确定。
取决于信道状况的改变速度，K的值被挑选为使接收机性能最优化。在快速衰落状况中，非常大的K值将阻碍计算出的阈值跟随最优阈值。但是，太小的K值将不能提供足够的统计信息用于要执行的适当的阈值计算。K的值优选的与信道状况的改变速度成反比。
平均模块28和29的输出被输入到处理模块30中，处理模块30根据下述等式对每个接收到的符号的平均幅度A进行求近似，A≈max(AI，AQ)+0.5min(AI，AQ)，其中AI和AQ分别是每个接收到的符号的正交I和Q分量的平均。处理模块30将该平均幅度A乘以一个常量，在16QAM信号的情形中该常量为 从而确定出阈值Sthi的最优值。
计算出的阈值然后在处理模块30的输出处被施加到减法模块31和32的输入。在减法模块31中，从阈值Sthi减去每个符号的I信道估计的绝对值，来导出比特b2的对数似然。类似地，从阈值Sthi减去接收到的符号的Q信道估计的绝对幅度，来导出比特b3的对数似然值。比特b0和b1的对数似然分别等于接收到的I和Q信道估计。
因此，对数似然估计器20提供4个对数似然输出Lk(b0)，Lk(b1)，Lk(b2)和Lk(b3)，它们对应于提供给加速解码器用于解调16QAM信号的4个软比特中的各软比特。在该图中，对数似然估计器20基于K个输入符号对幅度A和阈值Sthi求近似，然后使用该近似值来对这K个接收到的符号中的每个进行解调。
应当意识到，在包括除了上述16QAM星座图之外的正方形QAM星座图的本发明的其他实施例中，对数似然估计器20使用相同的原理，但是对于阈值Sthi，可能要求处理模块30计算多个阈值Sthi＝A×2×i×Δ，其中m＞1且是正整数，并且i是从1到 的正整数。例如，在64QAM信号星座图的情形中，阈值Sthi(1/2/3)将等于 类似地，对于256QAM信号星座图，阈值Sthi (1/2/3/4/5/6/7)等于A×(2/4/6/8/10/12/14)170.]]>利用发送的数据的随机性，对数似然值的计算与符号处理独立，可以被实现为独立的模块。此外，不需要对关于导频信号在总功率上的导频比率或比例的数据作出假设。实现该计算所要求的处理非常简单且高效，并且只要求最小的功耗和时间。
图5中示出了对数似然估计器的另一种硬件实现。在该示例中，对数似然估计器40与图4中示出的对数似然估计器20等同，除了处理模块41以不同的方式计算阈值Sthi之外。
处理模块41根据等式A＝AI+AQ对每个接收到的符号的平均幅度A求近似。然后，处理模块41将该平均幅度A乘以一个常量，在16QAM信号的情形中，该常量是0.5，从而确定阈值Sthi的最优值。
应当意识到，图5中示出的硬件实现具有比图1中的硬件实现实现起来更简单的优点。平均幅度A的计算仅要求将两个量(即，AI和AQ)相加。在16QAM信号的情形中，[AI+AQ]的值比由图4中示出的处理模块30计算出的[max(AI，AQ)+0.5×min(AI，AQ)]的值稍大。但是，这由乘以[AI，AQ]的因子0.5比乘以[max(AI，AQ)+0.5×min(AI，AQ)]的因子 (＝0.632)稍小这一事实而得到了补偿。
图4和图5所示的硬件实现都说明了用于计算阈值的更一般的原理。该原理被用来在解调QAM信号时生成每个接收到的符号的软比特，以输入到加速解码器中，其中所接收到的符号的平均幅度A被计算出，然后对于具有4m个点的正方形QAM星座图，该平均幅度A被乘以常量Ci，使Sthi＝A×Ci，其中m是正整数，并且i是从1到 的正整数。图4和图5说明了用于计算平均幅度A的两种不同的技术。
图4中的常量Ci根据Ci＝2×i×Δ计算，其中Δ是用于具有4m个点的正方形星座图的归一化参数，而对于16QAM星座图，图5中的常量Ci简单地为0.5。
一般而言，对于对具有4m个点的QAM星座图进行解调，将存在 个不同的常量Ci，并且将相应地存在阈值Sthi的 个不同值。
最后，应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对上述方法或设备作出各种修改和/或添加。
权利要求
1.一种用于计算阈值Sthi的方法，所述阈值在对正交幅度调制信号的解调中用于对每个接收到的符号生成多个软比特以输入到加速解码器，所述方法包括以下步骤计算所述接收到的符号的平均幅度A；以及对于具有4m个点的正方形正交幅度调制星座图，将所述平均幅度A乘以常量Ci，使得Sthi＝A×Ci其中m为正整数，i为从1到 的正整数。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述平均幅度A是从接收到的K个符号组成的块计算出的，其中K是正整数。
3.根据权利要求1或2中的任一个所述的方法，其中，所述K的值与信道状况改变的速度成反比。
4.根据权利要求1到3中的任一个所述的方法，其中，所述常量Ci根据Ci＝2×I×Δ计算，其中Δ是用于具有4m个点的正方形正交幅度调制星座图的归一化参数。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述正交幅度调制信号是16正交幅度调制信号，并且所述常量Ci等于
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述正交幅度调制信号是16正交幅度调制信号，并且所述常量Ci等于0.5。
7.根据权利要求1到6中的任一个所述的方法，其中，所述接收到的符号的平均幅度A根据A＝max(AI，AQ)+0.5min(AI，AQ)计算，其中AI和AQ分别是每个接收到的符号的正交I和Q分量的平均。
8.根据权利要求1到6中的任一个所述的方法，其中，所述接收到的符号的平均幅度A根据A＝AI+AQ计算，其中AI和AQ分别是每个接收到的符号的正交I和Q分量的平均。
9.一种用于对每个接收到的符号生成软比特的方法，所述软比特用于输入到在对正交幅度调制信号的解调中使用的加速解码器，所述方法包括以下步骤根据权利要求1到8中的任一个计算阈值Sthi；以及从所述阈值Sthi计算一个或多个软比特。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，log2 4m个软比特被从所述阈值Sthi计算出。
11.一种用于计算阈值Sthi的设备，所述阈值在对正交幅度调制信号的解调中用于对每个接收到的符号生成多个软比特以输入到加速解码器，所述设备包括用于以下计算的装置计算所述接收到的符号的平均幅度A，并且将所述平均幅度A乘以所述接收到的符号，并且对于具有4m个点的正方形正交幅度调制星座图，将所述平均幅度A乘以一个常量Ci，使得Sthi＝A×Ci其中，m是正整数，并且i是从1到 的正整数。
12.一种用于对每个接收到的符号生成软比特的设备，所述软比特用于输入到在对正交幅度调制信号的解调中使用的加速解码器，所述设备包括用于以下计算的装置计算所述接收到的符号的平均幅度A，并且对于具有4m个点的正方形正交幅度调制星座图，将所述平均幅度A乘以一个常量Ci，使得Sthi＝A×Ci其中，m是正整数，并且i是从1到 的正整数；以及用于从所述阈值Sthi计算一个或多个软比特的装置。
13.一种包括根据权利要求11或12中的任一个的设备的通信接收机。
全文摘要
一种用于计算阈值Sth
文档编号H04L27/38GK1856975SQ200480027530
公开日2006年11月1日 申请日期2004年9月24日 优先权日2003年9月26日
发明者坦·恩戈·布伊 申请人:日本电气株式会社