专利名称：调制设备、移动通信系统、调制方法以及通信方法
技术领域：
本发明涉及调制设备、移动通信系统、调制方法以及通信方法，更具体地，涉及一种能够符合将于2005年生效的FCC规则的不使用线性功率放大器的调制设备、移动通信系统、调制方法以及通信方法。
背景技术：
通常，美国的陆基移动无线系统(LMR)具有非常低的频谱效率，因为以非常宽的信道间隔，例如25kHz或30kHz，将频率分配给各信道。为提高这一频谱效率，美国联邦通信委员会(FCC)在FCC规则中规定，从1997年起，信道间隔变为12.5kHz，其是常规的频谱效率下信道间隔的一半。因此，LMR系统以25kHz或12.5kHz的信道间隔工作。在FCC规则中解释了信道间隔的这一变化(Title 47 Code ofFederal Regulation PART 90Private Land Mobile Radio Services)。
为进一步提高频谱效率，在2005，将信道间隔修改为6.25kHz的FCC规则将生效，其是目前的频谱效率下信道间隔的一半。因此，根据2005年生效的FCC规则，需要开发出能够能够工作在6.25kHz的信道间隔的LMR系统。
将在2005年生效的FCC规则规定，作为用于LMR系统的条件，该LMR系统具有能够每6.25kHz频带操作一个声音信道(soundchannel)，并具有等于或高于每6.25kHz频带4800bps的传输速率。其能够允许LMR系统通过在6.25kHz频带中采用FDMA(频分多址)系统或在25kHz频带中采用4隙TDMA(时分多址)系统，每6.25kHz频带操作一个声音信道。最近这些年来，由于在发送声音数据外还发送字符数据是通例，因此希望为2005年FCC规则的生效的而开发的LMR系统不仅能够通信声音数据，而且能够通信字符数据等。
首先，解释设定可应用到12.5kHz的信道间隔的目前的LMR系统标准的FCC规则。该FCC规则(Title 47 Part 90.210Emission masks(辐射掩模))规定对应于各频带的辐射掩模。具有下面的表1和图1中所示特性的掩模D是规定用于12.5kHz频带的。
表1
在该表中，fd是距中心频率的偏移频率范围(displacementfrequency range)，并以kHz为单位表示。P是发射功率并以W为单位表示。
大多数目前可应用到12.5kHz信道间隔的LMR系统，在使模拟声音信号经频率调制(FM调制)(模拟FM调制)之后，发送模拟声音信号。该LMR系统的声音频带和最大频移如下面的表2中所示。
表2
调制系统(APCO P25 Phase 1调制系统，下文称其为“P25-P1调制系统”，其被验证作为APCO(国际公共安全通信协会)中的规划25，并且后来由TIA(电信业协会)将其颁布为标准(TIA102)，其也用作可应用到12.5kHz的信道间隔的LMR系统的调制系统。这一调制系统是用于根据四进制FSK调制发送基带数字信号的系统。该调制系统的传输速率、符号速率、基带滤波器以及标称频移如下面表3中所示。
表3
在使用模拟FM调制系统时测量发射频谱中，FCC规则规定，作为测量条件，调制频率设置为2.5kHz，以及通过将发射频谱在从得到50％的最大频移的调制信号电平(signal level)增加16dB的电平处进行调制，测量发射频谱。图2中示出了设置以满足这一条件的发射频谱的波形以及辐射掩模(掩模D)。如图2中所示，表明该辐射掩模基本处于与2.5kHz的高阶分量的线处于相同的电平上。
图3示出了在P25-P1调制系统中利用伪随机数据作为调制信号测量的发射频谱波形和辐射掩模(掩模D)。如图3中所示，由于利用伪随机数据作为调制信号，测量的发射频谱具有均匀分布的频谱形状，并与掩模D相符。
图4中示出了发射频谱的波形，以及辐射掩模(掩模D)，该发射频谱的波形是利用具有符号+3和-3的数据，即，具有+1.8kHz和-1.8kHz偏移的数据，而不是该伪随机数据，来测量的。由于符号速率是4800符号/s，并且通过基带滤波器，矩形波被整形为正弦波，所以测量的发射频谱等效于通过2.4kHz的正弦波经具有一定值的频移的FM调制后的频谱。如图4中所示，测量的发射频谱在2.4kHz的整数倍的频率上具有尖峰，并且该发射频谱的三阶和四阶分量稍偏离掩模D。
FCC规则规定具有下面的表4中和图5中所示特性的掩模E用于6.25kHz频带。
表4
为使发射频谱适于掩模E，在一种情况中应用模拟调制FM调制系统作为该调制系统，在另一种情况中，应用P25-P1调制系统作为该调制系统。下面将解释这些情况。
过去，当信道间隔从25kHz修订为12.5kHz时，通过将模拟调制FM调制系统中的频移从5kHz偏移改变为2.5kHz偏移，从而使发射频谱能够适合于FCC规则固定的辐射掩模(掩模D)。图6中示出了循此示例(在2.5kHz的调制频率)将频移从2.5kHz偏移改变为1.25kHz偏移而测量的发射频谱的波形，以及辐射掩模(掩模E)。如图6中所示，显然，测量的发射频谱与辐射掩模不相符。
图7中示出了在这样的情况下的波形以及辐射掩模(掩模E)，在此情况中传输速率和频移设置为12.5kHz的信道间隔的传输速率和频移的一半，并且在P25-P1调制系统中利用伪随机数据作为调制信号。图8中示出了在P25-P1调制系统中使用具有交替采用±3的符号的数据作为调制信号的情况下发射频谱的波形，以及辐射掩模(掩模E)。
由于图7中所示的发射频谱均匀分布，该发射频谱表面上与掩模相符。然而，实际上，如图8中所示，该发射频谱与掩模并不相符。
以这样的方式仅简单地通过将当前应用在可应用于12.5kHz信道间隔的LMR系统的调制系统的参数例如传输速率和频移减半，是不能够使发射频谱适合于该辐射掩模(掩模E)的。
下面将解释在将另一调制系统用于LMR系统以使发射频谱适合辐射掩模(掩模E)的情况。例如，将解释其中将APCO P25 Phase 2标准的调制系统(下文中，称其为“P25-P2调制系统”)应用到LMR系统的情况。该P25-P2调制系统是这样的一种系统，其中将发送侧的调制系统变为π/4QPSK调制系统，同时保持P25-P1调制系统的数据格式不变。该调制系统的传输速率、符号速率、基带滤波器以及相移，如下面的表5中所示。
表5
图9中示出了在通过P25-P2调制系统对伪随机数据进行调制时测量的发射频谱波形，以及辐射掩模(掩模E)。如图9中所示，由于P25-P2调制系统是基于π/4QPSK调制系统的，所以尽管事实是传输速率是9600bps，但是测量的发射频谱具有在频带外陡直衰减的特性，并与辐射掩模(掩模E)相符。
然而，由于π/4QPSK调制系统是线性调制系统，故而出现下述的问题。
其不能够利用在目前的LMR系统中使用的非线性功率放大器。为在LMR系统中使用线性功率放大器，由于需要额外的电路如线性化电路，增加了LMR系统的空间和成本。因为与非线性功率放大器相比，线性功率放大器具有较低的效率和较大的消耗电流，所以在构成LMR系统的无线设备中的热量生成会导致问题。而且，在便携的LMR系统中，由于便携的LMR系统是通过电池驱动的，因而降低了工作时间。
目前，还没有开发出具有与常规非线性功率放大器相同的输出功率，并具有与常规非线性功率放大器相当的效率的线性功率放大器。此外，要使线性功率放大器的安装空间和成本与非线性功率放大器的相当，是非常困难的。因此，将以P25-P2调制系统为代表的线性调制系统应用到可应用于6.25kHz信道间隔的LMR系统，是不现实的。
本发明设计来解决上述问题，并且本发明的目的是提供一种能够符合将于2005年生效的FCC规则而不使用线性功率放大器的调制设备、移动通信系统、调制方法以及通信方法。
发明内容
为达到本发明的目的，本发明提供一种移动通信系统中的调制设备，该系统以每秒发送2400个多值符号的速率进行数据通信。该调制设备包括基带滤波器，其阻止输入的多值符号的非必要的频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制装置，其用于根据从基带滤波器输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率。调节该频移和调制装置，使得当输入具有最大绝对值的符号时，输出信号的频移的绝对值在0.822[kHz]至0.952[kHz]范围中。
为达到该目的，根据本发明第一方面的调制设备是，一种以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据通信的移动通信系统中的调制设备。该调制设备包括符号转换装置，用于将通过编码预定的数据而产生的二进制信号一次(n+1)个比特顺序转换成2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；基带滤波器，其阻止从符号转换装置输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制(FM)装置，其用于根据从基带滤波器输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率。当从符号转换装置输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置频移和调制装置的输出信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
在该调制设备中，基带滤波器可以是奈奎斯特(Nyquist)滤波器。
为达到该目的，根据本发明第二方面的移动通信系统是这样的一种移动通信系统，其包括发射机，其以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据传输；以及接收机，其接收从发射机发送的数据。该发射机包括编码装置，其用于编码预定的数据，以产生二进制信号；符号转换装置，其用于将编码装置产生的二进制信号一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；第一基带滤波器，其阻止从符号转换装置输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制(FM)装置，其用于发送信号到接收机，该信号是通过根据从第一基带滤波器输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制频率而得到的。该接收机包括解调装置，其用于解调从发射机发送并被接收的信号，并输出2(n+1)进制信号；第二基带滤波器，其阻止从解调装置输出的2(n+1)进制信号的非必要频率分量，并输出该2(n+1)进制信号；二进制信号转换装置，其用于将从第二基带滤波器输入的2(n+1)进制信号顺序转换为(n+1)个比特的二进制信号，并输出该二进制信号；以及解码装置，其用于解码从二进制信号转换装置输入的二进制信号，并输出预定的数据。当从符号转换装置输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置从频移和调制装置输出的信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
在该移动通信系统中，该第一和第二基带滤波器可以是奈奎斯特滤波器。
在该移动通信系统中，第一基带滤波器可以包括根升余弦滤波器和sinc滤波器。第二基带滤波器包括根升余弦滤波器和1/sinc滤波器，该1/sinc滤波器具有与sinc滤波器相反的特性。可以将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为，从频移和调制装置输出的信号的频移的π/2倍的值。
而且，在该移动通信系统中，该第一和第二基带滤波器可以包括根升余弦滤波器。可以将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为，从频移和调制装置输出的信号的频移的1/倍的值。
在该移动通信系统中，第一基带滤波器可以包括升余弦滤波器和1/sinc滤波器。第二基带滤波器可以包括sinc滤波器，其具有与该1/sinc滤波器相反的特性。可以将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为，从频移和调制装置输出的信号的频移的2/π倍的值。
为达到本发明的目的，根据本发明第三方面的调制方法是一种以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据通信的移动通信系统中的调制方法。该调制方法包括符号转换步骤，其将通过编码预定的数据而产生的二进制信号，一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；阻止步骤，其阻止在符号转换步骤输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制(FM)步骤，其根据输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率。当从符号转换步骤输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置从频移和调制步骤输出的信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
为达到本发明的目的，根据本发明第四方面的通信方法是这样的一种移动通信系统中的通信方法，该移动通信系统包括发射机，其以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据传输；以及接收机，其接收从发射机发送的数据。该通信方法包括编码步骤，其对预定的数据进行编码，以产生二进制信号；符号转换步骤，其将通过编码步骤产生的二进制信号，一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；阻止步骤，其阻止从符号转换步骤输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；频移和调制(FM)步骤，其发送信号到接收机，该信号是根据从第一基带滤波器输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制频率而得到的；解调步骤，其解调从发射机发送并被接收的信号，并且输出2(n+1)进制信号；阻止从解调步骤输出的2(n+1)进制信号的非必要频率分量并输出该2(n+1)进制信号的步骤；二进制信号转换步骤，其将输入的2(n+1)进制信号顺序转换为(n+1)个比特的二进制信号，并输出该二进制信号；以及解码步骤，其解码从二进制信号转换步骤输入的二进制信号，并输出预定的数据。当从符号转换步骤输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置从频移和调制步骤输出的信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
图1是示出掩模D特性的图；图2是示出在使用模拟FM调制系统的情形下发射频谱的波形和掩模D的图；图3是示出在P25-P1调制系统中转换伪随机数据的情况下发射频谱的波形和掩模D的图；图4是示出在P25-P1调制系统中交替地产生±3的符号的情况下发射频谱的波形和掩模D的图；图5是示出掩模E的特性的图；
图6是示出在使用模拟FM调制系统的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；图7是示出在使P25-P1调制系统中传输速率和频移减半并调制伪随机数据的情形下，发射频谱的波形和掩模E的图；图8是示出在使P25-P1调制系统中传输速率和频移减半并交替地产生±3的符号的情况下，发射频谱的波形和掩模E的图；图9是示出在P25-P2调制系统中调制伪随机数据的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；图10是示出在使用各候选滤波器的情况下误码率特性的图；图11是示出在使用各候选滤波器的情况下误码率特性的图；图12是示出根据本发明第一实施例的陆地(gound)移动通信系统结构的框图；图13是用于解释根据本发明第一实施例的陆地移动通信系统操作的流程图；图14是示出在根据本发明第一实施例的陆地移动通信系统中交替产生±3的符号的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；图15是示出在根据本发明第一实施例的陆地移动通信系统中调制伪随机数据的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；图16是示出根据本发明第二实施例的陆地移动通信系统结构的框图；图17是示出在根据本发明第二实施例的陆地移动通信系统中交替产生±3的符号的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；图18是示出根据本发明第二实施例的陆地移动通信系统中调制伪随机数据的情况下发射频谱的波形和掩模E的图；以及图19是示出根据本发明的修改的陆地移动通信系统结构的框图。
具体实施例方式
下面将参考附图详细说明本发明的实施例。
如上所述，不能够仅简单地将当前应用到可应用于12.5kHz的信道间隔的LMR系统的调制系统的参数比如传输速率和频移减半，来使发射频谱适用于辐射掩模(掩模E)。由于成本等原因，使用以P25-P2为代表的线性调制系统实际上是很困难的。
因此，将在下面说明的实施例中，将解释通过采用以四进制FSK调制系统为代表的非线性调制系统，从而能够实现符合将于2005年生效的FCC规则的LMR系统的参数，例如传输速率和频移。
已知，在调制信号是正弦波时的FM调制波的频谱由下面的表达式(1)表示的贝塞尔(Bessel)函数表示。
FM(t)＝A[J0(mf)cosωct+J1(mf){cos(ωc+ωm)t-cos(ωc-ωm)t}+J2(mf){cos(ωc+2ωm)t-cos(ωc-2ωm)t}.....(1)+J3(mf){cos(ωc+3ωm)t-cos(ωc-3ωm)t}+...]其中ωc是载波的频率，ωm是调制的频率，mf是调制系数(频移/调制频率)，而Jn(mf)是用于第n阶分量的第一类贝塞尔函数。
计算图2中所示的发射频谱与表达式(1)表示的贝塞尔函数之间的相关性。由于调制频率是2.5kHz，而频移是2.5kHz偏移，所以调制系数mf是1。当根据贝塞尔函数计算一阶至四阶分量时，获得下列电平(level)。
(第一阶)＝J1(1)＝-7.13dB(第二阶)＝J2(1)＝-18.79dB(第三阶)＝J3(1)＝-34.17dB(第四阶)＝J4(1)＝-52.12dB当将这些值与图2中2.5kHz整数倍的频率上产生的尖峰频谱进行比较时，其误差在±1dB范围内。因此，可以通过表达式(1)计算对于调制信号利用正弦波的FM调制波的发射频谱。
从FCC规则中规定的掩模E的值，反向计算与该掩模相符的频移。根据图5，计算出二阶分量中规定的掩模E的电平为-65dB。通过反向计算得出，用于设置使发射频谱等于或低于这一电平的调制系数mf为0.067。在此情况下的频移是非常小的值，0.067×2.5＝0.167kHz。
可应用到12.5kHz的信道间隔、并使用2.5kHz频移的LMR系统的通常S/N(信号/噪声)为大约45dB。当频移减半时，S/N下降6dB。因此，在频移为0.167kHz时的S/N计算为45+20×log10(0.167/2.5)＝21.5dB。这清楚地表明性能不能承受实际应用。
因此，尽管能够利用模拟FM调制通过降低频移采用该频移，但是由于在实际应用的意义上其性能不允许，所以将这一方法从审查的对象中排除。
下面将解释采用四进制FSK调制系统的LMR系统符合将于2005年生效的FCC规则的条件。
在图3和图4中，示出了在采用P25-P1调制系统的情况下的发射频谱。在数字调制的情况，调制波的频谱根据使用的数据序列的特性而不同。从图3和图4可以明确看出，如果使用随机数据，频谱扩展，并且每单位频率的平均能量降低。因此，频谱表面上变窄了。在特定数据的重复中，发射频谱等效于经过正弦波调制的频谱。由于能量集中在该正弦波整数倍的分量上，因而得到了宽的频谱。因此，四进制FSK调制中的最坏情况是，在使用具有较宽频移的+3和-3的符号并且这些符号交替地重复以使发射频谱经受等于符号速率一半的频率的正弦波调制时的情况。
如上所述，将于2005年生效的FCC规则规定，作为条件，发射频谱适合于掩模E，并且在进行数据的传输中，LMR系统具有等于或高于每6.25kHz频带4800bps的传输速率。这样，反向计算以4800bps的传输速率使用四进制FSK调制系统时使发射频谱适合掩模E的频移。在此情况下，由于符号速率是2400符号/s，其是4800bps的传输速率的一半。因此，通过重复+3和-3的符号，发射频谱等效为1.2kHz的正弦波。
在对掩模E的标准值与1.2kHz整数倍频谱的值进行比较时，就条件来说，第四阶是最严格的。如果满足这一条件，则能够使发射频谱适合掩模E。在此情况，调制系数mf是0.685而频移取下面的表达式(2)表示的值。
0.685×1.2＝0.822kHz.............................(2)如上所述的，图4中所示的发射频谱不符合掩模D。图4中所示的发射频谱是在P25-P1调制系统中最坏情况下测量的。循此示例，发射频谱在最怀情况下不必符合辐射掩模。在其中将声音信号数字化并发送的应用的实际状态中，由于数据序列表现出随机特性，因而在应用的实际状态中的频谱具有基本与在调制伪随机数据时相同的特性。因此在最坏情况下，可以在一定范围内允许不一致。发射频谱仅在使用伪随机数据时必须符合辐射掩模。
根据贝塞尔函数来计算在采用P25-P1调制系统时在最坏情况下各尖峰频谱的电平。计算频谱距掩模D偏离的程度。
表3表示的基带滤波器包括升余弦滤波器和整形滤波器。该整形滤波器的特性等同于与sinc(sin(x)/x)的特性相反的特性，在sinc(sin(x)/x)中，在频率为0处振幅为1，而在符号频率处振幅为0。在+3和-3的符号中的标称频移分别为+1.8kHz和-1.8kHz。在升余弦滤波器中，由于不出现符号间干扰，在滤波器输出处符号的振幅没有变化。因此，在交替发送+3和-3的符号时的频移等于在仅使用升余弦滤波器时的标称频移。由于整形滤波器的频率特性等同于与sinc特性相反的特性，该频率特性由下面的表达式(3)表示。
(整形滤波器的特性)
当+3和-3的符号重复时，频率f是2.4kHz。当将该频率f代入表达式(3)中，整形滤波器的特性是π/2。由于实际频移从标称频移变化了等效于整形滤波器特性(＝π/2)的程度，包括升余弦滤波器和整形滤波器的滤波器的实际频移是1.8kHz×π/2＝2.827kHz。下面的表6中示出了，在将调制频率设置为2.4kHz并将频移设置为2.827kHz时的贝塞尔函数的值，和根据表1计算的掩模D的值。
表6
如图6中所示，在第3阶和更高阶的分量中，贝塞尔函数的值低于标准1dB到2dB。当对表6中所示的贝塞尔函数的值与图4中所示的各尖峰频谱的值进行比较时，尽管存在轻微的误差，但是贝塞尔函数的值与尖峰频谱的值仍是基本相关的。因此，由于表达式(2)所表示的频移0.822kHz是在最坏情况下完全符合掩模E的频移，所以如果如同在P25-P1调制系统中在最坏情况下允许低于标准的轻微下降，那么也可以使用等于或大于0.822kHz的频移。考虑到这样的事实，即，FSK调制系统例如P25-P1调制系统中的误码率取决于频移，因而将该频移设置得尽可能大是合理的。因此，将根据贝塞尔函数计算的具有1.2kHz整数倍频率的频谱的值与掩模E的标准值进行比较，当在最坏情况下发射频谱不符合掩模E但使用了伪随机数据时，符合掩模E的调制系数mf为0.793，而频移取下面的表达式(4)表示的值。
0.793×1.2＝0.952kHz ..........................(4)下面的表7中示出了在将调制频率设置为1.2kHz且将频移设置为0.952kHz时贝塞尔函数的值，以及根据表4计算的掩模E的值。
表7
调制系数mf＝0.793是这样的调制系数，在该调制系数，在第三阶分量中掩模E的标准值和贝塞尔函数的值相同。在第四阶分量中，贝塞尔函数的值低于掩模E的标准值5dB。如表4中所示，在fd＞4.6kHz的频带中，掩模E的标准值根据发射功率P的值而变化。当发射功率P等于或高于10W时，标准值是-65dB。当发射功率P是5W时，标准值是-62dB。通常，在便携无线设备中，发射功率是5W，并且在该条件下，贝塞尔函数的值低于掩模E的标准值3dB。当这样程度的低于标准值的下降不是明显不同于在如表6所示的采用P25-P1调制系统的情况中低于关于掩模D的标准的下降。因此，可以说，如同掩模D的情况中，低于该标准的下降是在公差范围内的。
在上面的解释中，计算了在以4800bps的传输速率使用四进制FSK时使发射频谱适合掩模E的最大频移。在调制数字数据时，公知这样的事实，即，使用基带滤波器对波形进行整形。误码率受所使用的基带滤波器的影响。如表达式(3)所表示的，从调制器输出的实际频移根据基带滤波器而变化。因此，通过反向计算表达式(4)所示的最大频移0.952kHz，而得到的在+3和-3的符号电平处的标称频移是不同的。
利用奈奎斯特传输路径作为传输路径以抑制误码率是通例。因此，在该实施例中，在基带滤波器中使用奈奎斯特滤波器。只要不出现失真，FM调制器和FM解调器具有通透性(transparency)。因此，为形成奈奎斯特传输路径，仅须将奈奎斯特滤波器设置在FM调制器的前级或FM解调器的后级，使得基带滤波器具有奈奎斯特特性。由于表3中所述的整形滤波器和积分清除滤波器具有相反的频率特性，因此可以理解，如果调制器和解调器集成，那么仅余下升余弦滤波器，以及形成奈奎斯特传输路径。
如上所述，使用奈奎斯特滤波器以减小误码率，这是必要条件。此外，获得0.952kHz实际频移的标称频移根据使用的奈奎斯特滤波器而不同。因此，需选择利用其能够得到最大标称频移的奈奎斯特滤波器。通常，使用具有升余弦特性的滤波器作为奈奎斯特滤波器。下面的表8中示出了在此情况下这些滤波器的组合。
表8
由于1/sinc滤波器具有与sinc滤波器相反的特性，所以1/sinc滤波器具有发散的(diverging)频率特性。因而，不能够仅单独使用1/sic滤波器，并且排除了仅使用1/sinc滤波器的组合。当在接收侧未设有滤波器时，由于频带限制没有作用于噪声且S/N恶化，误码率极度恶化。当在发送侧未设有滤波器时，矩形波直接经受FM调制。频谱无线展宽，并且不符合掩模E。因此，在这些组合中，从目标中排除组合I和组合III。由于组合IV在发送侧仅具有sinc特性，频带限制被放宽并且频谱的展宽相对大。从而，也从目标中排除组合IV。因而，仅余四种组合，即组合II、V、VI和VII作为候选。
下面计算在使用候选滤波器时用于将实际最大频移设置为0.952kHz的标称频移。符号速率是2400符号/s，并且在+3和-3的符号的重复中，频谱是1.2kHz的正弦波。在使用升余弦滤波器时，标称频移与实际频移相等。在利用在此情况下的振幅作为基准值，计算在1.2kHz频率处各滤波器中的振幅时，如下面的表达式(5)、(6)和(7)所示计算这些振幅。
(升余弦的振幅)＝0.5(基准值).....................(5)(升余弦的振幅) (根升余弦的振幅) 根据这些表达式，在这四种候选滤波器的1.2kHz处基于升余弦滤波器中振幅的振幅比例因子，由下面的表达式(8)、(9)、(10)和(11)表示。
候选II(升余弦+1/sinc的振幅)＝1/(2/π)＝π/2 .........(8) 候选VI(根升余弦+1/sinc的振幅)＝×π/2＝π/.........(10)候选VII(根升余弦+sinc的振幅)＝×2/π.........(11)为将实际的最大频移设置为0.952kHz，如下面的表达式(12)、(13)、(14)和(15)所示，计算各候选滤波器中的标称频移。
候选II(升余弦+1/sinc的频移)＝0.952/(π/2)＝0.6061kHz......(12)候选V(根升余弦的频移)＝0.952/＝0.6732kHz ......(13)候选VI(根升余弦+1/sinc的频移)＝0.952/(π/)＝0.4286kHz...(14)
候选VII(根升余弦+sinc的频移)＝0.952/(×2/π)＝1.0574kHz (15)在FSK调制系统中，由于在频移较大时误码率较低，因而具有较大标称频移的滤波器表现出更好的特性。考虑到接收侧，具有对噪声较强的频带限制的滤波器具有较好的S/N，结果具有较低的误码率。在候选VI中，尽管接收侧上频带限制强，但是由于标称频移非常小，总的误码率恶化。在候选II中，由于标称频移是倒数第二低，而在接收侧上频带限制最宽松，误码率也恶化。图10中示出了通过运用表达式(12)至(15)中计算的滤波器的标称频移来计算误码率而得到的结果。
根据图10中示出的结果，证明了上述判断是正确的。在使用候选VII的基带滤波器时，表示出最佳误码率。在使用候选V的基带滤波器时，表示出第二佳的误码率。根据图10中所示的结果计算C/N，并且计算在假设接收机的噪声指数为7dB时关于接收机的输入电平(inputlevel)的误码率，并且将其示出在图11中。在假设基准灵敏度具有3％的误码率时，在候选VII中，得到该基准灵敏度的输出电平是-122dBm。FCC规则规定，当在可应用到12.5kHz信道间隔的LMR系统中使用模拟FM调制系统时，基准灵敏度应当设置为12dBSINAD。在具有7dB的噪声系数的接收机中，能够得到12dBSINAD的接收灵敏度的输入电平是-120dBm。当将12dBSINAD的这一灵敏度与候选VII进行比较时，如图11中所示，候选VII具有比该接收灵敏度好大约2dB的灵敏度。在候选V中，由-120.5dBm得到3％的误码率。候选V具有等于其中使用常规的模拟FM调制系统的情况下的基准灵敏度。
根据上面的说明，完全适合能够被采用到掩模E的实际频移的范围的频移的最小值是表达式(2)表明的0.822kHz。而其最大值是表达式(4)表明的0.952kHz。通过利用表达式(9)和(11)计算候选V和VII的标称频移，可以获得符合将于2005年生效的FCC规则的调制系统。将基于这些事实，解释本发明的实施例。
首先，在下面的表9中，示出了本发明第一实施例中的传输速率、符号速率、基带滤波器、调制系统以及标称频移。
表9
图12是示出根据本发明第一实施例的陆地移动通信系统结构的框图。该陆地移动通信系统1示意地包括发送单元10和接收单元20，并以4800bps的传输速率进行数据的发送和接收。
在陆地移动通信系统1中，作为标称频移，对于±3的符号电平，设置±913kHz至±1057kHz的预定值，对于符号电平±1设置该预定值的1/3。该标称频移是在将从映射器12(将在下文中说明)输出的符号输入到FM调制器14而没有基带滤波器13的干预时偏移的频率。
发送单元10包括编码器11、映射器12、基带滤波器13以及FM调制器14。
编码器11将预定格式处理，例如编码处理、错误校正码附加处理以及同步码附加处理，作用到声音数据、字符数据等，以生成二进制信号，并将生成的二进制信号提供到映射器12。
映射器12将从编码器11顺序输入的二进制信号一次两个比特顺序转换成四进制符号(±3、±1)，并将该四进制符号提供到基带滤波器13。这一符号是具有预定符号时间宽度的矩形电压信号。在此实施例中，由于传输速率是4800bps，符号速率是2400符号/s，并且在从映射器12交替地输出+3和-3的符号时，符号序列的频率是1.2kHz。
基带滤波器13包括奈奎斯特滤波器。基带滤波器13阻止从映射器12输入的符号的预定频率分量，并输出波形信号。在此实施例中，基带滤波器13包括根升余弦滤波器131和sinc滤波器132。
在输入的矩形信号的频率是1.2kHz时，根升余弦滤波器131输出具有这一矩形信号的倍振幅的波形信号。当输入的矩形信号的频率是1.2kHz时，sinc滤波器132输出具有这一矩形信号的2/π倍振幅的波形信号。
换而言之，在此实施例中基带滤波器13将从映射器12输入的具有1.2kHz频率的矩形符号整形为具有该符号的2/π倍振幅的波形信号并且输出该波形信号。
FM调制器14根据从基带滤波器13输出的波形信号振幅的幅度，偏移发送到接收单元20的信号的频率，从而调制该频率(FM调制)。
为更详细解释上述内容，当从映射器12输出的符号的电平是+3时，FM调制器14将要发送的信号的频率偏移+Δf(+0.822kHz≤Δf≤+0.952kHz)。当符号电平是-3时，FM调制器14将要发送的信号的频率偏移-Δf(-0.822kHz≤Δf≤-0.952kHz)。当符号电平是+1时，FM调制器14将要发送的信号的频率偏移+Δf/3。当符号电平是-1时，FM调制器14将要发送的信号的频率偏移-Δf/3。
FM调制器14经未示出的天线将经过FM调制的信号辐射到空中，并发送该信号到接收单元20。
接收单元20包括FM解调器21、基带滤波器22、解映射器23以及解码器24。
FM解调器21解调经未示出的天线输入和接收的信号，并将通过解调该信号而得到的四进制信号提供到基带滤波器22。
基带滤波器22包括根升余弦滤波器131和具有与sinc滤波器132特性相反的1/sinc滤波器231。基带滤波器22阻止从FM解调器21输入的四进制信号的预定频率分量，并输出具有该输入信号的π/2倍幅度的四进制信号。
通过该基带滤波器22和发送单元10的基带滤波器13，在该陆地移动通信系统1中形成奈奎斯特传输路径。
解映射器23将从基带滤波器22输入的四进制信号顺序转换为2比特的二进制信号，并将转换的二进制信号提供到解码器24。
解码器24将解码处理、错误校正处理等作用到从解映射器23提供的二进制信号，并输出从发送单元10发送的声音数据、字符数据等。
下面将参考图13中所示的流程图解释具有上述结构的陆地移动通信系统1的通信操作。
当声音数据、字符数据等输入到发送单元10的编码器11时，陆地通信系统1开始图13中流程图中所示的通信操作。
编码器11对输入的声音数据、字符数据等进行编码处理，以生成二进制信号，并将生成的二进制信号输出到映射器12(步骤S101)。
映射器12对从编码器11输入的二进制信号进行映射处理，以将二进制信号每次两比特转换成四进制符号，并将转换的符号输出到基带滤波器13(步骤S102)。
基带滤波器13通过对从映射器12输入的符号进行带限处理，以阻止预定频率分量，来对波形信号整形，并将整形的波形信号输出到FM调制器14(步骤S103)。
FM调制器14根据从基带滤波器13输出的波形信号振幅的幅度，将FM调制信号作用到发送信号，并将经过FM调制的信号经未示出的天线辐射到空中，从而将声音数据、字符数据等发送到接收单元20。
接收单元20的FM解调器21对经未示出的天线输入并接收的信号进行FM解调处理，并将通过解调该信号而得到的四进制信号输出到基带滤波器22(步骤S201)。
基带滤波器22对从FM解调器21输入的四进制信号进行带限处理，并将预定频率分量被阻止了的该四进制信号输出到解映射器23(步骤S202)。
解映射器23对从基带滤波器22输入的四进制信号进行解映射处理，将四进制信号转换成2比特的二进制信号，并将转换的二进制信号输出到解码器24(步骤S203)。
解码器24对从解映射器23提供的二进制信号进行解码处理等(步骤S204)，以解码从发送单元10发送的声音数据、字符数据等，并输出该声音数据、字符数据等。
图14示出，在标称频移设置为1.057kHz和在最坏情况时(在对应于符号+3的数据和对应于符号-3的数据交替输入到发送单元10时)发射频谱的波形。图15中示出，在伪随机数据输入到发送单元10时发射频谱。
下面将解释第二实施例。下面的表10中示出了第二实施例中的传输速度、符号速率、基带滤波器、调制系统以及标称频移。
表10
图16是示出根据本发明第二是实施例的陆地移动通信系统2结构的框图。该陆地一定通信系统2示意地包括发送单元30和接收单元40。与第一实施例中一致的部分以相同的附图标记表示。并省略对这些部分的解释。
在陆地移动通信系统2中，作为标称频移，对于符号电平±3设置±581Hz至±673Hz的预定值，而对于符号电平±1设置该预定值1/3的值。
发送单元30包括编码器11、映射器12、基带滤波器33以及FM调制器14。基带滤波器33包括根升余弦滤波器131。基带滤波器33将从映射器12输入的具有1.2kHz频率的矩形符号整形为具有该符号的倍振幅的波形信号，并输出该波形信号。
接收单元40包括FM解调器21、基带滤波器42、解映射器23以及解码器24。基带滤波器42包括根升余弦滤波器131。基带滤波器42阻止从FM解调器21输入的四进制信号的预定频率分量，并输出具有该输入信号的倍振幅的四进制信号。
就如同在陆地移动通信系统1中那样，通过基带滤波器42和发送单元30的基带滤波器33，在陆地移动通信系统2中形成奈奎斯特传输路径。
在标称频移设置为0.673kHz时和在最坏情况时(在对应于符号+3的数据和对应于符号-3的数据交替输入到发送单元30时)发射频谱的波形，如图17所示。在伪随机数据输入到发送单元30时发射频谱如图18所示。
根据该第一和第二实施例，在陆地移动通信系统1和2中，即使标称频移设置得不同，从发送单元10和30实际输出的信号的频移也仍是相同的。因此，图14和图17中所示的发射频谱基本表现出相同的特性。由于能够确认频谱的电平(level)基本等同于根据表7中所示的贝塞尔函数所计算的电平，因此能够提高陆地移动通信系统1和2的装备(installation)的正确性。而且，如图15和18中所示，当使用伪随机数据时，由于发射频谱相对于掩模E的标准具有足够的空间(room)，因此该陆地移动通信系统1和2能够符合将于2005年生效的FCC规则。
根据上面的说明，在该实施例中将四进制FSK调制系统应用到LMR系统。因而，能够将非线性功率放大器和当前在可应用到12.5kHz信道间隔的LMR系统中工作的模拟FM调制的无线设备的FM调制和解调电路，直接应用到在该实施例中的LMR系统。因此，该实施例中的LMR系统能够符合将于2005年生效的FCC规则，而不使用在成本方面具有问题的线性功率放大器。
通过应用其使用数字数据的调制系统，能够一同处理声音数据、字符数据等。从而，该LMR系统适合于近来对数据通信的要求。
由于其能够减小误码率同时使该LMR系统适合将于2005年生效的FCC规则，因此能够获得等于或高于常规模拟FM调制的基准灵敏度的灵敏度。与常规的呼叫距离相比，呼叫距离更长。而且，由于在呼叫距离相同时，发射功率降低，故而其能够降低LMR系统中的消耗电流。
为保持向下兼容，实际使用的无线设备需要也实现在可应用到12.5kHz信道间隔的LMR系统中使用的模拟FM调制的工作模式。然而，在该实施例的LMR系统中，由于采用具有与大量电路兼容的四进制FSK调制系统，因而双模设计是可能的。而且，P25-P1调制系统是基于四进制FSK调制系统的，虽然在参数上有出入。因此，结合P25-P1调制系统的双模设计也是可能的。
本发明不限于这些实施例，并且这些实施例的各种修改和应用都是可能的。下面将解释可应用到本发明的实施例的修改。
在实施例中，第一实施例中使用候选VII的基带滤波器，而在第二实施例中使用候选V的基带滤波器。然而，本发明并不限于这些基带滤波器。可以使用候选II的基带滤波器。
下面的表11示出了，在使用候选II的基带滤波器的情况下的传输速率、符号速率、基带滤波器、调制系统以及标称频移。
表11
图19是示出根据本发明的修改的陆地移动通信系统3结构的框图。该陆地移动通信系统3示意地包括发送单元50和接收单元60。与第一和第二实施例中的相同的部分以相同的附图标记表示，并且省略了对这些部分的解释。
在陆地移动通信系统3中，作为标称频移，对于符号电平±3设置±0.523kHz至±0.606kHz的预定值，而对于符号电平±1设置该预定值的1/3。
发送单元50包括编码器11、映射器12、基带滤波器53以及FM调制器14。基带滤波器53包括根升余弦滤波器531和1/sinc滤波器231。基带滤波器53将从映射器12输入的具有1.2kHz频率的矩形符号整形为具有该符号的π/2倍振幅的波形信号，并输出该波形信号。
接收单元60包括FM解调器21、基带滤波器62、解映射器23以及解码器24。基带滤波器62包括具有与1/sinc滤波器231特性相反的sinc滤波器132。基带滤波器62阻止从FM解调器21输入的四进制信号的预定频率分量，并输出具有该输入信号的2/π倍振幅的四进制信号。
就如同在陆地移动通信系统1和2中那样，通过基带滤波器62和发送单元50的基带滤波器53，在陆地移动通信系统3中形成奈奎斯特传输路径。
如上所述，候选II的基带滤波器就灵敏度而言，劣于候选VII和V的基带滤波器，但其包括与P25-P1调制系统中使用的基带滤波器相同的滤波器结构。因此，其能够使用与P25-P1调制系统中使用的基带滤波器相同的滤波器系数，只要滚降因子(roll-off factor)α具有与P25-P1调制系统中使用的基带滤波器的相同的值。因而，能够降低电路大小或存储器大小。
在这些实施例中，采用四进制FSK调制系统作为多值FSK调制系统。但是，本发明并不限于此。可以采用八进制FSK调制系统、十六进制FSK调制系统等。例如，当使用八进制FSK调制系统时，由于符号速率固定在2400符号/s，因而传输速率是7200bps。符号电平取八个值±7、±5、±3和±1。在交替发送+7和-7的符号时，形成1.2kHz的正弦波。因而，如果在+7和-7的符号中的实际频移被设置为，例如，第一和第二实施例、修改等中限定的值，那么如同符号电平取四个值的情况一样，其能够使发射频谱适合于掩模E。通过采用这样的条件，除了八进制FSK调制系统，通过使用十六进制FSK调制系统或具有更大值同时使发射频谱适合掩模E的FSK调制系统，能够获得更高的传输速率。
在这些实施例中，移动通信系统的陆地移动通信系统。但是，本发明并不限于此。移动通信系统可以是用于海上的移动通信系统。
工业可应用性根据本发明，能够提供一种符合将于2005年生效的FCC规则而不使用线性功率放大器的调制设备、陆地移动通信系统、调制方法以及通信方法。
权利要求
1.一种移动通信系统中的调制设备，该系统以每秒发送2400个多值符号的速率进行数据通信，该调制设备的特征在于包括基带滤波器，其阻止输入的多值符号的非必要的频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制装置，其用于根据从基带滤波器输入的波形信号振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率，并且还在于在输入具有最大绝对值的符号时，调节该频移和调制装置，使得输出信号的频移的绝对值在0.822[kHz]至0.952[kHz]范围内。
2.一种移动通信系统中的调制设备，该系统以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据通信，该调制设备的特征在于包括符号转换装置，用于将通过编码预定的数据而产生的二进制信号一次(n+1)个比特顺序转换成2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；基带滤波器，其阻止从符号转换装置输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制装置，其用于根据从基带滤波器输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率，并且在于当从符号转换装置输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置频移和调制装置的输出信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
3.根据权利要求1或2所述的调制设备，其特征在于该基带滤波器是奈奎斯特滤波器。
4.一种移动通信系统，包括发射机，其以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据传输；以及接收机，其接收从发射机发送的数据，该移动通信系统特征在于，该发射机包括编码装置，其用于编码预定的数据，以产生二进制信号；符号转换装置，其用于将编码装置产生的二进制信号一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；第一基带滤波器，其阻止从符号转换装置输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制装置，其用于发送信号到接收机，该信号是通过根据从第一基带滤波器输入的波形信号振幅的幅度偏移以调制频率而得到的，该接收机包括解调装置，其用于解调从发射机发送并被接收的信号，并输出2(n+1)进制信号；第二基带滤波器，其阻止从解调装置输出的2(n+1)进制信号的非必要频率分量，并输出该2(n+1)进制信号；二进制信号转换装置，其用于将从第二基带滤波器输入的2(n+1)进制信号顺序转换为(n+1)比特的二进制信号，并输出该二进制信号；以及解码装置，其用于解码从二进制信号转换装置输入的二进制信号，并输出预定的数据，并且当从符号转换装置输出±(2(n+1)-1)的符号时，将从频移和调制装置输出的信号的频移设置在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中。
5.根据权利要求4所述的移动通信系统，特征在于该第一和第二基带滤波器是奈奎斯特滤波器。
6.根据权利要求4或5所述的移动通信系统，特征在于该第一基带滤波器包括根升余弦滤波器和sinc滤波器，该第二基带滤波器包括根升余弦滤波器和1/sinc滤波器，该1/sinc滤波器具有与sinc滤波器相反的特性，以及将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为从频移和调制装置输出的信号的频移的π/2倍的值。
7.根据权利要求4或5所述的移动通信系统，特征在于该第一和第二基带滤波器包括根升余弦滤波器，以及将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为从频移和调制装置输出的信号的频移的1/倍的值。
8.根据权利要求4或5所述的移动通信系统，特征在于该第一基带滤波器包括升余弦滤波器和1/sinc滤波器，第二基带滤波器包括sinc滤波器，其具有与该1/sinc滤波器相反的特性，以及将±(2(n+1)-1)的符号的标称频移设置为从频移和调制装置输出的信号的频移的2/π倍的值。
9.一种移动通信系统中的调制方法，该系统以每秒2400个多值符号的传输速率进行数据通信，该调制方法特征在于包括阻止步骤，其阻止输入的多值符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制步骤，其根据输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率，并且在于在该频移和调制步骤中，当输入具有最大绝对值的符号时，进行信号处理，使得输出信号的频移的绝对值在0.822[kHz]至0.952[kHz]范围中。
10.一种移动通信系统中的调制方法，该系统以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据通信，该调制方法特征在于包括符号转换步骤，其将通过编码预定的数据而产生的二进制信号，一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；阻止步骤，其阻止从符号转换装置输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；以及频移和调制步骤，其根据输入的波形信号的振幅的幅度，偏移以调制输出信号的频率，并且在于当从符号转换步骤输出±(2(n+1)-1)的符号时，将从频移和调制步骤的输出信号的频移设置在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中。
11.一种移动通信系统中的通信方法，该移动通信系统包括发射机，其以2400×(n+1)(n自然数)[bps]的传输速率进行数据传输；以及接收机，其接收从发射机发送的数据，该通信方法特征在于包括编码步骤，其对预定的数据进行编码，以产生二进制信号；符号转换步骤，其将通过编码步骤产生的二进制信号，一次(n+1)个比特顺序转换为2(n+1)进制符号，该符号包括(2(n+1)+1-2k)(1≤k≤2(n+1))个值，并输出该符号；阻止步骤，其阻止在符号转换步骤输入的符号的非必要频率分量，并输出波形信号；频移和调制步骤，其发送信号到接收机，该信号是根据从第一基带滤波器输入的波形信号振幅的幅度，偏移以调制频率而得到的；解调步骤，其解调从发射机发送并被接收的信号，并且输出2(n+1)进制信号；阻止从解调步骤输出的2(n+1)进制信号的非必要频率分量并输出该2(n+1)进制信号的步骤；二进制信号转换步骤，其将输入的2(n+1)进制信号顺序转换为(n+1)个比特的二进制信号，并输出该二进制信号；以及解码步骤，其解码从二进制信号转换步骤输入的二进制信号，并输出预定的数据，并且在于当从符号转换步骤输出±(2(n+1)-1)的符号时，设置从频移和调制步骤输出的信号的频移，使之取在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围中的值。
全文摘要
编码器编码声音数据等，以产生二进制信号。映射器将该二进制信号转换成四进制符号，并输出该四进制符号。基带滤波器包括根升余弦滤波器和sinc滤波器。基带滤波器阻止符号的预定频率分量，以将符号整形为波形信号，并输出整形后的波形信号。FM调制器根据波形信号振幅的幅度将经过FM调制的信号发送到接收单元。当从映射器输出±3的符号时，从FM调制器发送的信号的频移具有在±0.822[kHz]至±0.952[kHz]范围内的预定值。这使得能够提供一种能够符合将于2005年生效的FCC规则而不使用线性功率放大器的调制设备、移动通信系统、调制方法以及通信方法。
文档编号H04L25/03GK1879375SQ20048003288
公开日2006年12月13日 申请日期2004年11月2日 优先权日2003年11月6日
发明者谷口胜 申请人:株式会社建伍