专利名称：智能天线下行链路波束形成方法
技术领域：
本发明涉及一种用于WCDMA-FDD系统智能天线的下行链路波束形成方法。
背景技术：
当代及未来移动通信领域，智能天线是必选的先进技术。一个完整的智能天线系统的相关技术包含三方面内容天线阵列的空间几何分布、波达方向(DOA，即用户手机信号到达基站天线阵列的入射角度和方向)的多用户检测、波束变换的优化准则、上行链路和下行链路数字波束的形成(DBF)。这几方面不是相互独立的，而是相互联系的。WCDMA系统和窄带CDMA系统一样，都是干扰受限系统，也就是干扰量的大小直接影响到系统的用户容量和信道的速率容量。智能天线技术能够有效地增益有用信号、抵消干扰信号的性能已经得到了广泛的验证，所以把智能天线技术应用到WCDMA移动通信中可以大大增强系统的性能。智能天线的关键技术是波束形成，就是如何让天线阵列形成的数字波束在有用信号方向上形成增益，而在干扰信号方向上形成零陷。基站使用智能天线之后，对上行链路(从移动台到基站)的波束形成可以很方便地实现。智能天线的下行链路仍采用数字波束形成技术，对N个天线单元、M个用户的系统，在某信道上发射M个信号需要构造N×M的最佳发射加权矩阵Wt。下行链路(从基站到移动台)波束的形成，对于时分双工(TDD)系统来说比较容易实现，因为双向使用同一频率，发射和接收的时间间隔不太长，可以认为上行链路的加权矩阵系数互易，即Wt＝Wr；因为上下行信息转化速率远大于时变信道的变化速率，可以认为上下链路信道特征相同，这样，在上行链路上形成的波束可以直接用于下行。然而对于频分双工(FDD)系统，上下行链路的频差有几十到上百兆赫兹，即使在同一时刻，双向信道特征也完全不同，不能简单替代。由于两个频率上载波相位沿每条路径的变化不同，如果将上行链路方向用于下行链路，则由于不同的载波频率导致不同的电波传播路径长度的差异，用户端就很有可能无法对齐相位，形成破坏性的合并分量，从而导致用户端的衰落。因此无法用上行链加权系数矩阵Wr来代替下行链路Wt。目前，对FDD系统下行链路波束形成的解决方案通常用信道反馈法，信道反馈法采用依赖手机反馈的方案，用来估计下行信道响应，帮助下行链路波束形成，缺点是需要重新设计上下行链路协议，易受往返传播和处理延迟的影响，只能在环境随时间变化非常缓慢的情况下使用。
发明内容
为了克服现有的频分双工系统下行链路波束的形成只能采用信道反馈法的缺陷，提供一种智能天线下行链路波束形成方法，它不依赖手机反馈，它使智能天线波束形成的主瓣能精准地指向目标移动台，从而降低附加干扰，改善无线传输效果，进而提高系统容量。本发明的技术方案包括如下步骤一、根据上行链路无线信号的波达方向求取上行链路天线阵列的接收权值；本发明的技术方案还包括二、根据上行链路天线阵列的接收权值求取上行信道响应协方差矩阵；三、用频率校准矩阵处理上行信道响应协方差矩阵从而得到下行信道响应协方差矩阵，所述频率校准矩阵通过上行链路载波频率、下行链路载波频率、基站天线阵列分布系数和小区扇区化系数得出；四、根据下行信道响应协方差矩阵求取下行链路天线阵列的发射权值；五、根据下行链路天线阵列的发射权值得出下行数字波束形成；本发明采用了一种频率校准方法，由上行链路接收权值经过数学运算后，得到下行链路发射权值。根据下行链路发射权值来决定天线阵列中各个天线阵元发射信号的复增益，从而使智能天线波束形成的主瓣始终对准期望移动用户方向。由于下行波束是通过上行波束得到的，所以下行波束能够跟踪移动用户的运动，不断调整智能天线波束形成的主瓣。通过使用频率校准矩阵，由上行信道响应协方差矩阵来估计下行信道响应协方差矩阵，这种频率校准方法的优点在于它的计算量很小。上行信道响应协方差矩阵通过频率校准矩阵进行变换之后，可得到下行信道响应协方差矩阵。而频率校准矩阵只与上、下行链路载波频率、基站天线阵列分布和小区扇区化有关，它可以事先计算并存储，因此大大减小了计算量。由于本方法能使智能天线波束形成的主瓣更加精准地指向目标移动台，从而降低附加干扰，改善无线传输效果，进而提高系统容量。本发明的方法解决了智能天线应用于WCDMA-FDD系统下行链路波束形成中的难题，具有设计合理、工作可靠的优点，具有较大的推广价值。
图1是本发明方法的各步骤示意图，图2是目前通常方式的下行链路波束形成原理示意图，图3是应用本发明方法天线阵元为4时的上、下行波束方向比较图，图4是应用本发明方法天线阵元为6时的上、下行波束方向比较图，图5是应用本发明方法天线阵元为8时的上、下行波束方向比较图，图6是天线阵元为4时使用与不使用本发明方法下行波束的误码率比较图，图7是天线阵元为6时使用与不使用本发明方法下行波束的误码率比较图，图8是天线阵元为8时使用与不使用本发明方法下行波束的误码率比较图，图9是瑞利信道下的多用户误码率比较图，图10是莱斯信道下的多用户误码率比较图，图11是LS-DRMTA算法结构示意图。
具体实施例方式具体实施方式
一下面结合图1具体说明本实施方式。本实施方式通过如下步骤实现一、根据上行链路无线信号的波达方向1求取上行链路天线阵列的接收权值2；二、根据上行链路天线阵列的接收权值2求取上行信道响应协方差矩阵3；三、用频率校准矩阵7处理上行信道响应协方差矩阵3从而得到下行信道响应协方差矩阵4，所述频率校准矩阵7通过上行链路载波频率8、下行链路载波频率9、基站天线阵列分布系数10和小区扇区化系数11得出；四、根据下行信道响应协方差矩阵4求取下行链路天线阵列的发射权值5；五、根据下行链路天线阵列的发射权值5得出下行数字波束形成(DBF)6；本发明的下行波束在不断重复以上五个步骤的过程中不断收敛并使主瓣跟踪期望移动台的运动，从而提高波束指向精确度。针对WCDMA-FDD系统，其无线传输的中心频率为2GHz频段。根据上行波束得到上行链路接收权值是用已有的最小二乘解扩重扩多目标阵列(LS-DRMTA)算法来求得的。本发明主要解决下行链路波束形成的难点，而多径传输是影响下行链路波束形成最重要的因素。最佳情况下，如果完全知道用户和基站间的传播信道特征，利用路径分集的优点，沿多径向用户发射的同时，抑制无法到达用户的方向上的发射功率。但实际上基站无法完全获得时变信道的特征，信道的时变性使得这种方法十分复杂。如果采用单一波束发射，则如何选择最佳路径，即信号最强的路径尤为关键。如果用户在移动中，某个特定路径的损耗急剧增加，则基站必须对此有所察觉，如有可能，要迅速将功率赋予一条新路径。所以目前通常方式的多信号下行链路波束形成原理如图2所示，基站发给若干个用户的信号分别为发射信号0～发射信号K-1，分别经过运算器WO～WK-1进行加权处理和加法器∑相加后从智能天线的各个天线中发送给各个用户。下行链路波束形成最简单的方法当然就是使用和上行链路相同的加权系数矩阵，在FDD模式下，用上行链路得到的权对发射信号进行加权是不可行的选择，因为上、下行信道采用的是不同的频率。所以，图2中关键在于下行链路中天线阵列发射权值如何来得到，也就是如何完成下行链路权值更新。在步骤二中，根据上行链路接收权值求取上行信道响应协方差矩阵的公式是Qu,k=1PΣi=1PWu,k(i)Wu,kH(i);]]>其中P是上行波束到达天线阵列的有效路径数，Wu，k(1)是接收权值，Wu，kH(i)是求逆加转置。在步骤四中，根据下行信道响应协方差矩阵可以推导出Br=Qd,rQu,r-1]]>；Bi=Qd,iQu,i-1,]]>Br和Bi是简化了的频率校准矩阵的实部和虚部，上式就是上下行接收权协方差矩阵和频率校准矩阵之间的数学表达式。然后计算下行信道响应协方差矩阵的主特征向量作为下行波束形成权向量w1，w2，…wm。基站需要不断地运算使得下行波束形成不断收敛并指向期望用户信号的来波方向。频率校准算法的思想就是在上行链路接收权已知的情况下，通过使用频率校准矩阵使得下行链路的波束方向图与上行链路波束方向图具有相同的主波瓣指向。由于在获得上行接收权时，采用每两个控制信息比特进行一次权值更新，因此下行链路权的更新速度与上行一致。
图3、图4和图5分别给出了天线阵元数m＝4、m＝6和m＝8时对应的上行和下行波束方向图。在此，假设用户的DOA已知为0度，首先根据DOA得出理想的上行接收权，并用虚线绘制出对应的上行波束方向图。然后利用频率校准算法由上行接收权计算出下行发射权，并用实线绘制出对应的下行波束方向图。从三幅图中都能看出用本发明方法形成的下行波束方向图在最大主瓣的方向上与下行波束方向图保持了指向的一致，零陷位置的则稍有偏差。
本发明方法的智能天线系统在上行链路使用LS-DRMTA算法，对于期望用户信号最强的路径形成主波束，其它的多径信号在WCDMA系统中可以通过Rake接收机进行利用。对应的在下行链路使用频率校正(FC)算法，只向最强期望来波方向发射信号增益最大。在CDMA系统中，如果将智能天线与Rake接收机相结合，那么就可以通过空时二维联合处理，将来自期望用户的多径信号通过相关接收后再合并，可以增强在频率选择性衰落环境里的输出信噪比。从天线阵元数的角度来看，天线阵元数增加，误码率特性变好。但并不是天线阵元数越多越好，因为在工程实现时，各个阵元之间存在着相互影响，且阵元的特性很难做到完全相同，同时还要考虑体积的问题。因此，在实际中，阵元数通常取4到8。接下来再讨论一下，如果不使用频率校准算法，而把上行链路得到的权直接用于下行发射会如何。图6、图7和图8分别是4阵元、6阵元和8阵元情况下，分别使用上行接收权和FC算法得出的权进行下行发射时的误码率比较曲线。从图中可见，如果不经过任何变换，将上行接收权直接用于下行发射，那么下行链路的误码率较大，其中的误差是由于上、下行链路的载波频率不同而形成的下行链路波束主瓣没有指向期望用户造成的。当使用FC算法进行变换之后，精确的主瓣方向指向期望用户给用户带来了更大的增益，因此误码率得到了改善，并且随着天线阵元数增多这种改善越明显。在误码率相同的情况下，接收端的信噪比提高了1～2个dB，而信噪比1～2个dB的改善对WCDMA系统容量的改善的意义是巨大的。在此，FC算法的有效性得到了进一步的验证，即在大大减小计算量的同时，保证上、下行链路具有相同的波束主瓣指向，使角度估计的精确性也能满足要求，完成了FDD模式的下行链路波束形成，在基站的发射功率相同时，增大了用户端的信噪比，降低了误码率，使下行链路的通信质量得到了改善。
CDMA系统是一种干扰受限系统，它是由于各个用户之间的码不是完全正交的造成的。可见，对多址干扰的抑制就是对系统容量的提高。当扇区内存在多个用户的时候，智能天线将波束的主瓣方向对准期望用户，而将零陷对准干扰用户来波方向，从而在空间上将同信道上的用户分离开。在下行链路将主瓣对准期望用户，零陷对准干扰用户，在发射功率相同的前提下，既提高了对期望用户的增益又减小了对其他用户的干扰。图9和图10分别给出了瑞利和莱斯信道下的多用户误码率比较曲线。从图中可以看出，随着用户数的增多，干扰增大，误码率也相应的增大。在使用了智能天线之后，误码率降低了一个数量级，阵元数从4增加到8时，误码率进一步降低。可见，智能天线对多址干扰的抑制是十分有效的。
具体实施方式
二下面结合图11具体说明本实施方式。本实施方式以WCDMA/FDD为应用背景，在物理层，把每条传输信道都映射到一条物理信道。数据以连续帧的方式通过空中接口传输，每个帧长度是10ms，包括15个时隙，每个时隙长0.6667ms。因为码片速率为3.84Mchip/s，每个时隙包括2560个码片。每个时隙上可以发送的比特数由扩频因子决定。例如，如果扩频因子为4，那么每个时隙的比特数为2560/4＝640。如果目标用户只分配到一个时隙，那么这个用户的数据率就为640/(10ms)＝64kbit/s。如果扩频因子为256，那么这个用户在该信道上的数据率就只有1kbit/s。因此，通过采用不同的扩频因子和分配不同的时隙数与信道数，移动台实际上可以得到可变数据率。WCDMA采用的扩频码是正交可变扩频因子(OVSF)码，长度在4到512之间，可表示为Cch，SF，k。OVSF码是一种正交码，用它对物理信道进行扩频可消除信道间的干扰。上行链路物理控制信道的扩频因子固定为256，采用的扩频码是Cch，256，0，该码字为全1。本实施方式与实施方式一的不同点是在步骤一中根据上行链路波束的波达方向求取上行链路接收权值是采用LS-DRMTA算法。在以下的讨论中，认为扰码准确同步。通常情况下，控制信道能提供比较好的扩频增益，且它的扩频码因子固定为256，扩频码为全1，所以利用控制信道的数据比特进行解扩重扩既使得计算简单又能提供较好的算法鲁棒性。在图11所示系统中，基带转换后的数据送给各个用户的处理模块，每个用户的处理方法是一样的。LS-DRMTA算法实现可分为以下几步(1)初始化P个M维权向量w1，w2，…，wP，使每一个矢量的第一个元素等于1，其余元素等于0；(2)用每个用户各自的扰码计算每个用户的y(k)；(3)对每个用户的信号解扰并取出其Q路控制部分信号序列z(k)；(4)分别解扩每个用户的z(k)序列得到v(n)；(5)分别得到每个用户的重扩信号；(6)分别调整每个用户的权矢量wP(i＝1，2，…，P)(7)重复步骤2到7。通过广义逆可以求得最小二乘意义下的极小范数解，这也是能得到的最优解。
这样就得到了步骤一中的智能天线上行链路接收权值。
下面给出一些不同天线阵元数对应的频率校准矩阵实部Br和虚部Bl的理论值，其中上行链路载波频率fu＝1.8GHz，下行链路载波频率fd＝2GHz，扇区个数S＝3。阵列天线元素的个数为m。
1.m＝4，S＝3，fu＝1.8GHz，fd＝2GHz
Br=1.0000000-0.07051.02820.02740.0085-0.0209-0.19721.20030.01950.30380.0686-1.01281.6479]]>Bi=1.1433-0.03280.0043-0.52151.26660.06680.7976-0.76801.3078]]>2.m＝6，S＝3，fu＝1.8GHz，fd＝2GHzBr=1.000000000-0.06901.02510.02370.0173-0.0019-0.0017-0.0207-0.18801.20200.0011-0.00010.00770.20300.1098-0.80711.40380.1260-0.0281-0.5917-0.00151.4942-1.44511.31050.21442.3173-0.3267-4.93594.4097-2.35101.9172]]>Bi=1.1316-0.0301-0.01190.0211-0.0045-0.49561.26280.1027-0.04770.00940.6982-0.80351.17000.2064-0.0269-1.03141.2543-0.89531.10310.23801.5883-2.86731.5586-0.32111.2334]]>3.m＝8，S＝3，fu＝1950MHz，fd＝2140MGHzBr=1.00000000000-0.07481.02550.03540.00830.0037-0.00620.00150.00010.0043-0.18971.15150.0401-0.02450.0270-0.0063-0.00030.13380.1156-0.66721.29380.1936-0.08030.01750.0006-0.3802-0.02491.0655-1.09651.10460.3660-0.05440.00070.8542-0.1381-1.96411.9399-0.92840.90350.3807-0.0161-2.04550.54994.3590-4.39331.8834-0.78401.05120.337411.0683-4.0016-23.057024.7295-10.18862.7463-3.01432.7658]]>Bi=1.1585-0.08080.02590.00590.0097-0.01200.0033-0.54401.35350.0347-0.0199-0.01600.0214-0.00580.7529-0.90121.24660.17140.0012-0.02240.0065-1.04211.2270-0.90901.14930.2375-0.01330.00001.4169-1.69841.2942-0.94031.05280.3987-0.0444-1.51641.4846-1.37531.2764-0.57580.52770.5527-15.587632.1983-22.79726.6416-8.78159.0086-1.3599]]>
权利要求
1.智能天线下行链路波束形成方法，它包括如下步骤一、根据上行链路无线信号的波达方向求取上行链路天线阵列的接收权值；其特征在于它还包括如下步骤二、根据上行链路天线阵列的接收权值求取上行信道响应协方差矩阵；三、用频率校准矩阵处理上行信道响应协方差矩阵从而得到下行信道响应协方差矩阵，所述频率校准矩阵通过上行链路载波频率、下行链路载波频率、基站天线阵列分布系数和小区扇区化系数得出；四、根据下行信道响应协方差矩阵求取下行链路天线阵列的发射权值；五、根据下行链路天线阵列的发射权值得出下行数字波束形成。
全文摘要
本发明公开一种用于WCDMA－FDD系统智能天线的下行链路波束形成方法。智能天线下行链路波束形成方法通过如下步骤完成根据上行链路波束的波达方向求取上行链路接收权值；根据上行链路接收权值求取上行信道响应协方差矩阵；用频率校准矩阵处理上行信道响应协方差矩阵从而得到下行信道响应协方差矩阵，频率校准矩阵通过上、下行链路载波频率、基站天线阵列元素的数量和小区扇区化系数得出；根据下行信道响应协方差矩阵求取下行链路发射权值；根据下行链路发射权值得出下行波束；本发明采用了频率校准方法，它的计算量很小。由于本方法能使智能天线波束形成的主瓣更加精准地指向目标移动台，从而降低附加干扰，改善无线传输效果，进而提高系统容量。
文档编号H04B7/06GK1665161SQ20051000964
公开日2005年9月7日 申请日期2005年1月19日 优先权日2005年1月19日
发明者孟维晓, 沙学军, 陈莉娜 申请人:哈尔滨工业大学