专利名称：接收装置以及接收方法、通信系统和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信装置，尤其涉及适用于进行时域扩展的通讯的接收装置以及具有该接收装置的通信装置。
背景技术：
近来，除了手机及无线LAN(Local Area Network)等无线通讯以外，正在以例如IEEE 802.15 Working Group for WPAN TG3a(Task Group3a WAPAN at High rate PHY)等来深入研究在家电、传送各种数字内容的设备(例如数码相机等)间进行小规模无线通讯的无线个人局域网(Wireless Personal Area NetworkWPAN)的实用化。为把WPAN用于传送例如多媒体信息，要求信息传送的高速化及高可靠性，对由其它WPAN设备的通讯等造成的噪声、干扰等的对策也是必要的。
具有高频率效率和多径容限、研究了对WPAN的应用的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交频分复用)是多载波传送的一种，构成OFDM符号(シンボル)的多个副载波(正弦波)按在1符号区间内互相正交的方式来设定频率。OFDM信号的产生是利用对各副载波的振幅和相位的逆快速傅立叶变换(IFFT)来进行的，而解调则利用快速傅立叶变换(FFT)来进行。还有，在符号区间设定保护间隔来减小符号间干扰的影响，也是OFDM的特征。并且，在WPAN中，对于按照规定的跳跃图(ホツピングパタン)来切换载波频率而进行信息传送的通讯方式(称为「多频带OFDM」)，也提出了各种方案(参照例如后述非专利文献1等)。
以下，为实现高可靠性，先说明进行时域扩展(Time domainSpreading或Time Spreading)的多频带OFDM。如图9(A)所示，某微网络(称为「微网络A」)中，按构成信息传送单位的1符号区间，使载波频率跳跃，并把同样的符号发送例如2次。在这种情况下，时间扩展率(「time spreading rate」)设为2。如图9(A)所示，微网络A的载波频率的跳跃图按例如f1、f2、f3、f1、f2、f3、…的方式，以1周期f1、f2、f3重复进行，一个发送符号A1(OFDM符号)用频带f1、f2连续传送符号A1-1、A1-2共2次。另外，在阿得霍克(アドホツク)连接的主机(母机)和从机(子机)之间形成的网络称为微网络。
还有，如图9(B)所示，另一微网络(称为「微网络B」)中，载波频率的跳跃图按f3、f2、f1、f3、f2、f1、…，以1周期(f3、f2、f1)重复进行。此处，例如，在设备彼此(例如主机和2个从机)分别按图9(A)与图9(B)的跳跃图进行通讯的情况下，如图9(C)所示，在频带f2，符号A1-1和B1-1、符号A3-1和B3-1就会发生冲突(参照例如后述非专利文献2等)。如后上述，在同一频带2个符号发生了冲突时，在接收它的接收电路中的接收符号的可靠性信息(信号质量)就会变差。
其次，先说明时域逆扩展(Time Despreading)处理。图10是示意表示在多频带OFDM接收电路中的时域逆扩展器的构成的图。接收电路接收由未图示的发送电路对1个符号A1进行时域扩展后，再发送到了无线传输线上的2个符号A1-1和A1-2并将其解调。逆扩展器把与1个发送符号A1对应而接收了的符号A1-1和符号A1-2用加法器3相加，相加后的结果作为逆扩展后的符号A1。
在这种构成的情况下，例如频率跳跃图发生了冲突时(参照图9(C))，不仅不能得到逆扩展的益处，而且逆扩展的结果所得的符号A1的信号质量的SNR(Signal to Noise ratio信噪比)比2个符号A1-1、A-2的SNR中好的一方的值差。另外，接收信号的SNR用作传输线(信道)的通讯环境的可靠度信息。
图11是用于说明图9(C)所示的状况中微网络A的解调符号的SNR和由图10的逆扩展器获得的符号的SNR(加法器3的输出的SNR)的关系的示意图。由于在频带f2，符号A1-2和符号B1-2、符号A3-1和符号B3-1发生了冲突，因而在接收装置中，频带f2的符号的SNR就比其它频带的接收符号的SNR极其差。即，如图11(A)所示，接收了的符号A1-1、A1-2(与B1-2冲突)、A2-1、A2-2、A3-1(与B3-1冲突)、A3-2的SNR分别为「好」、「差」、「好」、「好」、「差」、「好」。由图10的逆扩展器逆扩展后的符号A1、A2、A3的SNR如图11(B)所示，分别为「差」、「最好」、「差」。
图12是在把输入到图10的逆扩展器的、1个符号A1经时域扩展所得的第1符号A1-1和第2符号A1-2接收解调后的符号分别作为SA1、SA2的情况下，把符号SA1的SNR固定在0dB、使符号SA2的SNR从0dB到25dB变化了时对来自图10的加法器的输出(＝SA1+SA2)的SNR绘出的曲线图。另外，SNR以10×log(SAV/NAV)(此处，SAV为信号(符号)的平均电功率，NAV为噪声的平均电功率)给出。另外，符号SA1、SA2的SNR都为的0B时，图10的加法器3的输出的SNR为10×log(2)3(dB)。如图12所示，即使符号SA2的SNR为例如15dB、20dB，2个符号SA1和SA2合成值(＝SA1+SA2)的SNR也只有6dB的程度。即，如果符号SA2和符号SA1的SNR有约5dB以上的差，从图10的加法器3输出的符号的SNR就比符号SA2的SNR差。
docIEEE 802.15/267r2 Project；IEEE P802.15Working Group for Wireless Personal Area Networks(WPANSs)，Slide10，Slide23，互联网<URL>http//grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/的目录2003/Ju103/的文件”03267r2P802-15_TG3a-Multi-band-OFDM-CFP-Presentation.ppt”[非专利文献2]docIEEE 802.15/343r1 Project；IEEE P802.15Working Group for Wireless Personal Area Networks(WPANSs)，Slides69-72，从互联网<URL>http//grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/Down load.html的”2003-802 Wireless World Documents”取得的文件”15-03-0343-01-003a-multi-band-ofdm-sep03-presentation.Pdf”发明内容[发明要解决的课题]然而，如图11的解调结果所示，作为每个符号中SNR变差的原因，如图9(C)所示，除了载波频率的跳跃图发生冲突的情况以外，还有各种主要原因。例如外来噪声、衰减、接收电路中的频域均衡处理(FEQ)的劣化等。其中，作为外来噪声，在例如UWB(Ultra Wide Band)用的频带中的某设备利用特定的频带的情况下，对于其它设备，该频带就成为噪声(干扰波)，在其它设备中，该频带的信号的SNR就会变差。
还有，在多径环境中，发送点相同的信号(电波)由于反射、折射等而通过各种各样的路径，从而引起变动，在接收点，这些波合成后的信号(复波)被接收。由于通过的路径长度的差不同，因而各个波的强度和相位也不同，有的地方变弱，有的地方变强，接收电场强度就会复杂地大变动(这种接收电场强度的变动称为「衰减」)。并且，也存在经过衰减在频带内仍具有频率特性的情况。
再有，也存在由频率均衡器(FEQ)进行时域逆扩展处理所得的符号的SNR变差的情况。如后上述，对由FFT解调所得的OFDM数据符号进行频域均衡的频率均衡器(FEQ)，用试验信号(例如由信号包(パケツト)的前部的前同步信号(プリアンブル)部的信号构成，也称为「前导符号(パイロツトシンボル)」)进行FEQ的修正系数(分流(タツプ)修正系数)的推定。然而，由于混入到前同步信号部的噪声等，在FEQ的修正系数的推定上有误的话，在频率均衡器(FEQ)的输出信号中，误推定的频带的接收信号的SNR就会变差。
例如在发送侧，为避免多个微网络间的频率跳跃图的冲突，在构成为对载波频率跳跃图的分配进行进度管理的情况下，一般而言，随着电路结构大型化以及微网络的数的增大，为避免冲突，进度控制就会复杂化。
并且，在发送侧，在构成为避免载波频率的跳跃图的冲突的情况下，依然留有以下问题而不能消除(A)在有的装置中，其它装置使用的频带成为干扰波，该频带的SNR变差，逆扩展处理后的符号的SNR变差的问题，以及(B)由于频率衰减及FEQ修正系数的推定误差等，逆扩展处理后的符号的SNR劣化的问题。
因此，在上述(A)、(B)的情况下，即使时域逆扩展后的一方符号的SNR良好，由于SNR变差了的其它符号，由图10的逆扩展器进行了时域逆扩展的符号的SNR也会变差，这是不可避免的。
从而，本发明鉴于上述问题点而提出，其主要的目的在于提供一种在对时域扩展处理后的信号进行逆扩展合成时，能够避免合成后的信号质量劣化的装置及方法。
本发明的另一目的在于提供一种由简易构成来到达上述目的的装置及方法。
本申请提出的发明，为到达上述目的，主要为以下构成。
本发明的一个侧面(アスペクト)所涉及的装置，包括接收电路，上述接收电路在信息传送中接收从获得对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的发送装置送出的上述多个符号；以及时域逆扩展电路，上述时域逆扩展电路根据接收了的上述多个符号的各可靠度信息，导出与上述多个符号分别对应的权重系数，根据上述多个权重系数把上述多个符号和合成为1个符号而输出。
在本发明中，构成为，上述多个符号由发送上述多个符号的上述发送装置对载波频率按规定的跳跃图进行切换，依次送出到传输线上，上述接收装置与上述发送装置侧的上述跳跃图对应而切换、解调本振频率。
在本发明的装置中，可以构成为，上述时域逆扩展电路包括测量电路，测量上述多个符号的各上述可靠度信息；权重确定电路，输入上述多个符号的各上述可靠度信息，确定上述多个符号所对的权重系数；以及合成电路，根据上述多个符号和上述多个符号所对的上述权重系数，合成、输出上述1个符号。
在本发明的装置中，优选的是构成为，按照上述合成电路合成所得的上述1个符号的可靠度信息为最好的方式来确定上述多个符号所对的上述权重系数。
在本发明的装置中，构成为，上述测量电路把上述符号的信号质量作为上述符号的可靠度信息来测量。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述合成电路具有1个或多个乘法器，分别输入上述多个符号，分别输入来自上述权重确定电路的权重系数，把输入了的上述符号和与上述符号对应的上述权重系数相乘；以及加法器，把上述1个或多个乘法器的相乘结果输入、相加，把相加结果作为上述合成了的1个符号而输出。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述权重确定电路把上述多个符号的上述权重系数设为与上述多个符号的上述信号质量的测量值成比例的值。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述权重确定电路根据与上述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在至少1个符号(例如信号质量的测量值最好的符号)与其它符号的各信号质量的测量值的差为预定的规定值以上时，选择上述至少1个符号，把选择了的符号以外的其它符号设为非选择，依此来设定上述多个符号的各上述权重系数。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述权重确定电路根据与上述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在2个上述符号的信号质量的测量值间的差或上述多个符号有2个以上的情况下，在上述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把上述多个符号的上述权重系数设为与上述多个符号的上述信号质量的测量值成比例的值。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述权重确定电路根据与上述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在2个上述符号的信号质量的测量值间的差或上述多个符号有2个以上的情况下，在上述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把上述多个符号的上述权重系数设为均等。
在本发明的装置中，也可以构成为，上述权重确定电路根据上述多个符号的信号质量的测量值间的大小关系，在至少1个符号与其它符号的各信号质量的测量值的差为预定的规定值以上的情况下，选择上述至少1个符号，把选择了的符号以外的其它符号设为非选择，依此来设定上述多个符号的各权重系数；在2个上述符号的信号质量的测量值间的差或上述多个符号有2个以上的情况下，在上述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把上述多个符号的上述权重系数设为均等。
在本发明的装置中，上述信号质量由上述接收信号的信噪比构成。
本发明的另一侧面(アスペクト)所涉及的装置，是在信息传送中从发送侧送出对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的情况下，接收与上述1个符号对应的上述多个符号的接收装置，包括时域逆扩展电路，上述时域逆扩展电路根据接收了的上述多个符号的各可靠度信息，选择上述多个符号中的至少1个符号，输出从上述多个符号中选择出的1个符号。
在本发明的装置中，上述时域逆扩展电路包括测量电路，测量上述多个符号的各上述可靠度信息；选择控制电路，输入上述多个符号的各上述可靠度信息，对于各上述多个符号，输出对选择或非选择进行控制的选择控制信号；多个切换开关，根据上述多个符号所对的上述选择控制信号，把上述多个符号切换控制为选择或非选择；以及相加电路，把上述多个切换开关相加，输出1个符号。
在本发明的装置中，上述测量电路把上述符号的信号质量(例如信噪比)作为上述符号的可靠度信息来测量。
本发明的另一侧面(アスペクト)所涉及的通信系统，具有发送装置，在信息传送中发送对1个符号在时域进行时间扩展而成的多个符号；以及上述各侧面中的任一侧面的本发明的接收装置。发送装置，优选的是，按规定的跳跃图切换载波频率来发送多个符号。当然，在本发明中，同一设备内可以具备上述发送装置和上述接收装置。
本发明的又另一侧面(アスペクト)所涉及的方法，在信息传送中从发送侧送出对1个符号进行时域扩展而成的多个符号，对与上述1个符号对应而接收了的上述多个符号进行时域逆扩展，包括(A)求出上述多个符号的可靠度信息的工序；(B)根据上述多个符号的可靠度信息，求出上述多个接收符号所对的各权重系数的工序，以及(C)根据上述多个符号和与上述多个符号对应的上述权重系数，合成、输出1个符号的工序。
在本发明的方法中，求出上述权重系数的工序(B)中，优选的是，按照上述多个符号合成所得的上述1个符号的可靠度信息为最好的方式来设定上述多个符号所对的上述权重系数。
本发明的另一侧面(アスペクト)所涉及的方法，在信息传送中从发送侧送出对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的情况下，对与上述1个符号对应而接收了的上述多个符号进行时域逆扩展，包括(A)求出上述多个符号的可靠度信息的工序；以及(B)根据上述多个符号的可靠度信息，选择上述多个符号中的至少一个符号，输出从上述多个符号中选择出的一个符号的工序。在本发明的方法中，上述多个符号由上述发送侧按规定的跳跃图来切换载波频率，依次送出到传输线上。
按照本发明，在时域扩展了的符号的逆扩展处理中，在至少1个符号的信号质量好的情况下，也能避免逆扩展处理后的符号的信号质量变差。
还有，按照本发明，具备了对符号的选择进行控制的开关，以代替乘法器，从而有助于使装置构成简易化、小型化、低电功率化。
图1是本发明的一实施方式的构成的图。
图2是用于说明本发明的一实施方式的处理步骤的流程图。
图3是用于说明本发明的一实施方式的作用的图。
图4是用于说明本发明另一实施方式的构成的图。
图5是表示把本发明用于MB-OFDM接收电路的一实施例的构成的图。
图6是用于说明图6的SNR测量电路的测量的图。
图7是表示MB-OFDM接收电路的一实施例的构成的图。
图8是用于定量说明本发明的实施方式的作用效果的图。
图9是说明进行时域逆扩展、频率跳跃的通讯方式的图。
图10是用于说明时域逆扩展的图。
图11是用于说明图10所示的时域逆扩展器的作用的图。
图12是定量表示10所示的时域逆扩展器的作用的图。
图13是用于说明本发明的实施方式的变形例的图。
具体实施例方式
为更加地详细描述本发明，以下参照附图进行说明。
图1是用于说明为实施本发明最好的一实施方式的图。本发明的一实施方式的通信装置，属于接收装置，在来自发送侧的每次信息传送中，使一个符号进行时域扩展而成的多个符号按规定的跳跃图切换载波频率，依次接收送出到无线传输线上的通讯方式的信号，具有对接收了的多个符号进行时域逆扩展的时域逆扩展电路。该时域逆扩展电路具有取得与一个发送符号对应而接收了的多个符号的可靠度信息的测量电路4和根据符号的可靠度信息而导出该多个符号分别所对的权重系数的权重确定电路5，具有根据时域扩展了的多个符号(A1-1，A1-2)和与多个符号对应的权重系数(W1、W2)，合成、输出一个符号的合成电路6。
取得与时域扩展了的多个符号有关的可靠度信息的测量电路4，作为符号的可靠度信息(从而传输线的可靠度信息)，测量例如符号的SNR(信噪比)等信号质量。
合成电路6具有乘法器1，把第1符号(A1-1)和与第1符号对应的第1权重系数(W1)相乘，输出相乘结果；乘法器2，把第2符号(A1-2)和与第2符号对应的第2权重系数(W2)相乘，输出相乘结果；加法器3，把第1乘法器1和第2乘法器2的输出相加并将其输出。本实施方式中，构成为，权重系数W1和W2按照满足例如W1+W2＝1的关系的方式进行归一化。不过，也可以构成为，具有在W1+W2＝N(N＞1)的情况下把加法器3的相加结果除以N的除法器。另外，图1中，为简单起见，给出了时间扩展率为2(1个符号时域扩展为2个符号)的情况，当然，本发明不限于这种构成。例如在时间扩展率为M(此处，M为3以上的整数)的情况下，并置M个乘法器，把M个乘法器的输出输入到加法器，把M个权重系数设为例如W1+W2+...+WM＝1，同样可以构成。
图2是用于说明本发明的一实施方式中的时域逆扩展方法的流程图。参照图2，说明本发明的一实施方式的方法。首先，接收一个符号经时域逆扩展而成的第1、第2符号，测量接收了的第1、第2符号的可靠度信息(例如SNR等信号质量)(步骤S1)。
其次，根据第1、第2符号的SNR的测量值，导出第1、第2符号的权重系数W1、W2(步骤S2)。
其次，把第1符号、第2符号用权重系数W1、W2加权相加，输出1个符号(步骤S3)。
图3是用于说明本发明的一实施方式的作用效果的图。图9(A)的频率跳跃图的微网络A1和图9(B)的频率跳跃图的微网络B，如图9(C)所示，在频带f2发生了冲突时，按照本实施方式，由符号A1-1(SNR好)和符号A1-2(与B1-2发生冲突，SNR差)2个符号，根据各自基于SNR所确定的权重系数，进行加权平均，从而导出SNR良好的符号A1。
同样，由符号A3-1(与B3-1发生冲突，SNR差)和符号A3-2(SNR好)2个符号，根据各自基于SNR所确定的权重系数，进行加权平均，从而导出SNR良好的符号A3。
还有，由符号A2-1(SNR好)和符号A2-2(SNR好)2个符号，分别基于SNR，进行加权平均，从而导出SNR最好的符号A2。
图13是表示图1所示的本发明的实施方式的变形例的图，表示图1的合成电路的构成的变形例。该变形例是在图1所示的构成中，把图13的合成电路6A作为合成电路6。参照图13，合成电路6A具有1个乘法器1、从第1输入端输入乘法器1的输出的加法器3、以及以加法器3的输出为输入而进行取样的触发器7，触发器7的输出与加法器3的第2输入端连接。另外，在图13中，权重W1、W2从图1的权重确定电路5提供。
其次，说明图13所示的合成电路6A的动作。符号的合成开始时，触发器7由复位信号复位，其输出设为0。乘法器1把符号A1-1和权重W1相乘的结果提供给加法器3的第1输入端子，加法器3把符号A1-1与对应的权重W1相乘的结果和第2输入端子的输入值0(触发器7的输出)相加，把相加结果提供给触发器7。其次，乘法器1把符号A1-2与对应的权重W2相乘的结果提供给加法器3，加法器3把符号A1-2和权重W2相乘的结果和从触发器7输出的符号A1-1和权重W1相乘的结果相加，把相加结果提供给触发器7，该相加结果作为合成符号A1从触发器7输出。
图4是表示本发明的另一实施方式的构成的图。参照图4，该接收装置具有测量电路14，取得对于一个发送符号经时域扩展所得的第1、第2符号(A1-1，A1-2)的可靠度信息(SNR等)；选择控制电路15，根据测量电路14所取得的各符号的可靠度信息，生成对与第1、第2符号(A1-1，A1-2)分别有关的选择进行控制的第1、第2选择控制信号(SEL1，SEL2)；以及合成电路16，输入第1、第2符号(A1-1，A1-2)，基于第1、第2选择控制信号(SEL1，SEL2)，合成一个符号而输出。
合成电路16具有第1选择电路11，基于第1选择控制信号(SEL1)，选择输出第1符号(A1-1)和固定值(＝0)中的一方；第2选择电路12，基于第2选择控制信号(SEL2)，选择输出第2符号(A1-2)和固定值(＝0)的一方；加法器13，把第1选择电路11和第2选择电路12的输出作为输入；逻辑电路17，把第1、第2选择控制信号(SEL1，SEL2)作为输入；归一化电路18，把加法器13的输出1/2化；以及切换开关19，基于逻辑电路17的输出信号，选择输出加法器13的输出信号和归一化电路18的输出信号的一方。归一化电路18在把加法器13的输出例如1/2化来进行归一化时，由1比特·位移电路来构成。还有，归一化电路18构成为，接受逻辑电路17的输出信号，在切换开关19选择归一化电路18的输出时被激活，在切换开关19选择加法器13的输出时为非活性状态，当然也可以构成为仅必要时进行动作。
第1、第2选择电路11、12分别根据第1、第2选择控制信号(SEL1，SEL2)，对输入了的符号或固定值(0)进行选择输出。作为选择的组合，选择例如下列(a)乃至(c)中的任一个。
(a)从第1、第2选择电路11、12输出第1、第2符号(A1-1，A1-2)，从加法器13输出第1、第2符号相加后的值。切换开关19选择归一化电路18的输出，输出第1、第2符号(A1-1，A1-2)相加的平均结果。在第1、第2选择电路11、12输出第1、第2符号(A1-1，A1-2)时的、第1、第2选择控制信号(SEL1，SEL2)的值为(1，1)的场合，逻辑电路17由AND电路来构成，切换开关19在从逻辑电路17的输出为逻辑1时，选择归一化电路18的输出。
(b)从第1选择电路11输出第1符号(A1-1)，从第2选择电路12输出固定值(0)，从加法器13输出第1符号(A1-1)，切换开关19选择输出加法器13的输出。
(c)从第2选择电路12输出第2符号(A1-2)，从第1选择电路11输出固定值(0)，从加法器13输出第2符号(A1-2)，切换开关19选择输出加法器13的输出。
例如根据第1选择控制信号SEL1，第1选择电路11选择输出第1符号(A-1)，根据第2选择控制信号SEL2，第2选择电路12选择输出固定值0，这种情况在功能上等价于，在图1中，把权重系数W1设为1，把权重系数W2设为0的情况。然而，按照图4所示的构成，由于具有由切换开关构成的选择电路11、12，因而不需要图1的构成中必要的乘法器1、2。因此，能够使电路结构小型化，缩减电路面积，降低电功率。以下就实施例进行说明。
图5是表示把参照图1说明了的本发明的时域逆扩展器用于多频带OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)接收装置的例子的图。另外，作为多频带OFDM接收装置的构成，参照例如上述非专利文献1的Slide 23。在图5中，乘法器111、112、加法器113、SNR测量电路114、权重确定电路115分别对应于图1的乘法器1、2、加法器3、SNR测量电路4、权重确定电路5，这5个电路构成了本实施例的时域逆扩展器(Time Domain Despreader)。以下参照图5概略说明多频带OFDM接收装置。
来自天线101的信号由滤波器102进行选择，由低噪声放大器(LNA)103进行放大，由混频器104-1、104-2进行正交解调(载波频率fc与发送侧的频率跳跃图同步进行切换)。由混频器104-1、104-2正交解调后的I(同相)信号、Q(正交)信号分别由低通滤波器(LPF)105-1、105-2除去规定的截止频率以上的频率成分，由可变增益放大器(VGA)106-1、106-2进行放大。以上部分构成了模拟前端。可变增益放大器(VGA)106-1、106-2的输出由模拟·数字转换器(ADC)107-1、107-2转换为数字信号(复数(複素)数字基带信号)。模拟·数字转换器(ADC)107-1、107-2的输出提供给自动增益控制电路(AGC)108，自动增益控制电路(AGC)108对可变增益放大器(VGA)106-1、106-2的增益进行可变控制。根据从模拟·数字转换器(ADC)107-1、107-2输出的数字信号，除去CP(Cyclic Prefix)之后，从串行数据转换为并行数据，并行数据输入到N-点快速傅立叶变换部(FFT)109(N为例如128)进行解调，输出各副载波的数据符号(OFDM符号)Yk(k＝0～N-1)。并且，从快速傅立叶变换部(FFT)109输出的各副载波的数据符号Yk输入到频域均衡电路(FEQ)110，通过均衡而除去信道(传输线)的影响。
以下，先概略说明频域均衡电路(FEQ)110。根据传送出的试验(トレ一ニング)符号(通常插入到前同步信号(プリアンブル)部)Bk和其接收符号Yk，由下式(1)求出分流(タツプ)系数(修正系数)Ck。
Ck＝Bk/Yk(此处，k＝0～N-1) …(1)此处，1/Ck(用于修正各副载波的数据符号的振幅和相位的复数系数)是对信道(传输线)的传递函数取近似的系数。
频域均衡电路(FEQ)110输出把从快速傅立叶变换部(FFT)109输出的各副载波的数据符号Yk乘以修正系数Ck所得的值Y′k＝Ck*Yk (此处，k＝0～N-1) …(2)。
跟随部116根据符号中前导副载波(パイロツトサブキヤリア)来推定、修正相位误差。
SNR测量电路114接收从频域均衡电路(FEQ)110输出的各副载波的数据符号Y’k，如图6所示，在复数平面上(IQ平面上)由Y’k和参照信号(Ak)求出误差矢量Y’k-Ak，对于各副载波的Y’k，把该误差矢量的2次方相加所得的总和除以N，求出均方值，将其作为噪声的功率NAV。
NAV=1NΣK=0N=1|Y′k-Ak|2---(3)]]>并且，把各副载波的参照信号(Ak)的均方值作为功率SAVSAV=1NΣK=0N=1|Ak|2---(4)]]>另外，根据上式(3)、(4)，由下式(5)可求出SNR。
SNR＝10×log(SAV/NAV)…(5)另外，上式(3)、(4)中，为说明平均功率的导出，在NAV和SAV中，乘了(1/N)，不过，从下式(5)也可明白，在SNR的导出中，分母NAV和分子SAV的各(1/N)抵消了，因而在实际的演算中，上式(3)、(4)中的1/N的演算处理不进行。
在本实施例中，作为参照信号，采用了例如最接近符号点或误记订正了的符号点。
权重确定电路115从时域扩展了的连续的2个符号SNR1、SNR2导出2个符号的权重系数W1、W2。例如， 2个符号的SNR1、SNR2的比和权重系数W1、W2的比可以设为相等。在这种情况下，可以把2个符号SNR1、SNR2直接用作权重系数W1、W2。还有，也可以按照例如W1+W2＝1的方式进行归一化。
或者，权重确定电路115也可以构成为进行以下控制在时域逆扩展的2个符号中的一方符号的SNR比另一方符号的SNR大规定值以上(即，SNR的差为规定值以上)时，把一方符号的权重系数设为1，把另一方符号的权重系数设为0。在这种情况下，乘法器的权重系数为0的情况就是乘法器的输出为0的情况，因而如图4所示，也可以取为省略乘法器的构成。还有，乘法器的权重系数为1的情况就是直接输出乘法器的被输入的信号的情况，可以调换为权重系数为1时使输入的符号通过、权重系数为0时阻止通过的开关(参照图4的选择电路11、12)。另外，时间扩展率为3以上时，时域逆扩展的3个以上的符号中的SNR最好的符号和其它符号的SNR的差为规定值以上时，也可以把SNR最好的符号的权重系数设为1，把其它符号的权重系数设为0。
接收图5的加法器113的输出的去间插器117，与发送侧的间插器(参照后述的图7)对应而进行比特码的调换，去间插器117的输出被输入到解码器118(Viterbi解码器)中进行解码。解码器118采用维特比(Viterbi)算法进行最优先解码处理，该最优先解码处理是与发送侧的重叠符号化对应，对接收系列中有发送了的可能性的符号语的优先度进行比较，选择把优先度作为最大的最确切的符号语。由解码器118解码了的信号再由去扰频器119进行扰频(スクランブル)的解除。
本实施例通过时域扩展(Time Spreading)，根据在不同频带发送的多个符号的信号质量的测量值，对多个符号加权、合成，从而防止了时域逆扩展而得到的符号的信号质量的劣化。
图7是表示向图5所示的接收电路发送多频带OFDM信号的发送装置的构成之一例的图(例如参照上述非专利文献1的Slide 10)。参照图7，概略说明该发送装置。扰频器201进行输入数据的随机化处理。重叠编码器202做成具有未图示的移位寄存器和mod2的加法器的公知的构成，采用输入比特和移位寄存器内的值(过去的信息)进行符号化。旁库(パンク)部203通过消去重叠符号数据中的几个符号而生成输出更高的符号化率的符号(旁库卡都(パンクチヤド)符号)。旁库卡都符号化处理后的比特流经缓冲，由间插器204进行块间插，按照QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)等星座图(コンスタレ一シヨンマツプ)，把2进制比特(2比特)映射为QPSK信号。再插入前导副载波。并且，QPSK信号经缓冲，由N-点逆快速傅立叶变换部(IFFT)206进行逆快速傅立叶变换，生成OFDM符号。来自逆快速傅立叶变换部206的OFDM符号由时间扩展部207进行时间扩展(例如时间扩展率为2时，同一符号发送2次)。并且，来自时间扩展部207的并行信号(OFDM符号)被转换为串行信号，加上CP(Cyclic Prefix)，由数字·模拟转换器208转换为模拟信号，按照确定载波频率的跳跃图的时间频率编码器211，未图示的频率合成器按与1符号对应的时间而输出使频率fc跳跃的载波。由把来自数字·模拟转换器208的模拟信号和载波(频率fc)作为输入的混频器209(无线部)进行正交调制、合成，通过未图示的电功率放大器从发送天线210输出到信道(传输线)。另外，逆快速傅立叶变换部206和时间扩展部207的配置也可以调换。
在本发明的一实施例中，例如阿得霍克连接的终端们也可以构成为具有图5所示的接收电路和图7所示的发送电路。
图8是用于说明本发明的实施例的作用效果的图。与图12相同，是表示设时域扩展了的2个接收符号为S1、S2，设符号S1的SNR为0dB，使符号S2的SNR从0dB到15dB变化了时的、逆扩展处理了的符号(与图12相同，S1+S2)的SNR的图。另外，在图8中，SNR以10×log(SAV/NAV)(此处，SAV为信号的平均电功率，NAV为噪声的平均电功率)给出。
在图8中，连接x的特性曲线a对应于作为比较例的图10所示的不加权而进行了平均化的情况，即图12的特性曲线。
还有，在图8中，连接O的特性曲线b是反映图4所示的本发明的一实施例的时域逆扩展电路的曲线。符号S1和符号S2的SNR的差为5dB以下时，不加权而进行平均化((S1+S2)/2)，符号S2的SNR超过了5dB时，就选择符号S2。这样，在2个接收符号的差为规定值以上时，选择输出2个符号中SNR好的一方的符号，从而逆扩展处理了的符号的SNR就会与值好的一方的符号的SNR对应而提高。在该实施例中，符号S1、S2与图4的符号A1-1、A1-2对应，符号A1-1的SNR1与符号A1-2的SNR2的差为规定值以下(例如5dB以下)时，图4的选择控制电路1 5就按选择、输出一同输入到选择电路11、12中的符号A1-1、A1-2的方式进行控制，由加法器13把符号A1-1、A1-2相加，相加结果由归一化电路进行归一化而输出。另一方面，符号A1-2的SNR2一方比符号A1-1的SNR1大、其差比规定值(5dB)大时，选择电路15就按由选择电路11选择0、由选择电路12选择符号A1-2的方式进行控制，由加法器13把符号A1-1和0相加，从而输出符号A1-2，切换开关19选择加法器13的输出。反过来，符号A1-1的SNR1一方比A1-2的SNR2大、其差比规定值(5dB)大时，就进行选择输出符号A1-1的控制。时间扩展率为3以上时，符号们的SNR的差的最大值为规定值(例如5dB以下)时，就不加权而进行平均化，除此以外，选择最好的SNR的符号，这样也是可以的。
在图8中，连接Δ的特性曲线c对应于图1所示的本发明的实施例，是把权重系数W1、W2作为与SNR1、SNR2成比例的值而合成了的符号的SNR。在本实施例中，在取SNR1＝0的情况下，SNR2为7dB以下时，比特性曲线a、b好。而SNR2超过7dB的话，特性曲线b就会比特性曲线c好。
因而，在特性曲线b和c交叉的点，例如2个符号S2、S1的SNR的差为7dB以下，与特性曲线c对应，按照SNR进行加权，在SNR的差为7dB以上，就把SNR好的一方符号的权重设为1，把另一方符号的权重设为0，从而实现特性b，这样，通常能够得到最好的合成特性，依此来控制，也是可以的。
在本实施例中，作为图1所示的合成电路6中的符号的合成的办法，可以进行以下控制中的至少一种(a)按权重系数W1∶W2＝1∶1合成，(b)根据权重系数W1∶W2＝1∶0或W1∶W2＝0∶1选择一方符号，(c)按权重系数W1∶W2＝SNR1∶SNR2加权合成，(d)根据测量出的SNR1和SNR2的差，从上述(a)切换为(c)。
上述(a)和(b)的组合不要图1的乘法器。
上述(b)和(c)的组合用于选择图8的特性c和b，能够实现最佳合成。
再有，根据时域扩展了的多个符号的SNR，选择一个值是最好的SNR的符号，也是可以的。例如在图3中，也可以构成为，第1、第2符号A1-1、A1-2的SNR中一方的信号质量比规定的值大时，就选择输出一方。在这种情况下，不计算第1、第2符号A1-1、A1-2的SNR的差，SNR的值为预定的规定值以上时，就判断为传输线的可靠度充分高，把图1的权重系数W1、W2的一方设为1，把另一方设为0，或是把图4的选择控制信号SEL1、SEL2的一方设为1，把另一方设为0。
在本实施例中，作为接收符号系列的可靠度信息所使用的SNR的测量，是从噪声和信号的平均电功率来求出的，不过，也可以根据噪声和信号的峰值电平来求出SNR。还有，作为接收符号系列的可靠度信息，也可以用噪声电功率电平等。再有，如果由于频率选择性衰减等，符号间的干扰(InterSymbol InterferenceISI)成为问题，就求出干扰电平，确定权重系数，这样也是可以的。或是，当然也可以构成为，对根据接收符号的可靠度信息而算出的权重系数通过MA(MovingAverage)模型等统计处理来进行合成，使合成后的符号的误差(方差)为最小，这样实时地进行预测推定，进行可变控制。另外，在本发明中，作为接收符号系列的可靠度信息，只要能够判断接收了的符号的可靠度是低还是高(从而，传输线的通讯环境的恶劣程度)即可，当然也可以利用上述SNR等以外的任意信息(例如错误信息，离线信息)。
按照本实施例，在微网络间，除了载波频率的跳跃图发生冲突的情况以外，在有的装置中，其它装置使用的频带成为干扰波，该频带的SNR变差了时，也可以使时域逆扩展了的符号的SNR保持良好。还有，在频率衰减或FFQ修正系数的推定误差等使得符号的SNR变差了时，也可以使时域逆扩展了的符号的SNR保持良好。
另外，本发明不仅适用于WPAN设备等，而且适用于对信息符号进行时域扩展，将其作为多个符号来传送的任意通信系统。
以上就上述实施例说明了本发明，不过，本发明不仅限于上述实施例的构成，当然也包括在本发明的范围内本领域人员能做的各种变形、修正。
权利要求
1.一种接收装置，其特征在于包括接收电路，所述接收电路在信息传送中接收从获得对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的发送装置送出的所述多个符号；以及时域逆扩展电路，所述时域逆扩展电路根据接收了的所述多个符号的各可靠度信息，导出与所述多个符号分别对应的权重系数，根据所述多个权重系数把所述多个符号和合成为1个符号而输出。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述多个符号由发送所述多个符号的所述发送装置对载波频率按规定的跳跃图进行切换，依次送出到传输线上，所述接收装置与所述发送装置侧的所述跳跃图对应而切换、解调本振频率。
3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述时域逆扩展电路包括测量电路，测量所述多个符号的各所述可靠度信息；权重确定电路，输入所述多个符号的各所述可靠度信息，确定所述多个符号所对的权重系数；以及合成电路，根据所述多个符号和所述多个符号所对的所述权重系数，合成、输出所述1个符号。
4.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路按照所述合成电路合成所得的所述1个符号的可靠度信息为最好的方式来确定所述多个符号所对的所述权重系数。
5.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，所述测量电路把所述符号的信号质量作为所述符号的可靠度信息来测量。
6.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，所述合成电路具有至少1个乘法器，分别输入所述多个符号，分别输入来自所述权重确定电路的权重系数，把输入了的所述符号和与所述符号对应的所述权重系数相乘；以及加法器，把所述乘法器的相乘结果输入、相加，把相加结果作为所述合成了的1个符号而输出。
7.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路把所述多个符号的所述权重系数设为与所述多个符号的所述信号质量的测量值成比例的值。
8.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路根据与所述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在至少1个符号与其它符号的各信号质量的测量值的差为预定的规定值以上时，选择所述至少1个符号，把选择了的符号以外的其它符号设为非选择，依此来设定所述多个符号的各所述权重系数。
9.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路根据与所述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在2个所述符号的信号质量的测量值间的差或所述多个符号有2个以上的情况下，在所述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把所述多个符号的所述权重系数设为与所述多个符号的所述信号质量的测量值成比例的值。
10.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路根据与所述多个符号的信号质量的测量值有关的大小关系，在2个所述符号的信号质量的测量值间的差或所述多个符号有2个以上的情况下，在所述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把所述多个符号的所述权重系数设为均等。
11.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述权重确定电路根据所述多个符号的信号质量的测量值间的大小关系，在至少1个符号与其它符号的各信号质量的测量值的差为预定的规定值以上的情况下，选择所述至少1个符号，把选择了的符号以外的其它符号设为非选择，依此来设定所述多个符号的各权重系数；在2个所述符号的信号质量的测量值间的差或所述多个符号有2个以上的情况下，在所述多个符号间的信号质量的测量值的差的最大值比预定的规定值小时，把所述多个符号的所述权重系数设为均等。
12.一种接收装置，其特征在于包括接收电路，所述接收电路在信息传送中接收从获得对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的发送装置送出的所述多个符号；以及时域逆扩展电路，所述时域逆扩展电路根据接收了的所述多个符号的各可靠度信息，选择所述多个符号中的至少1个符号，输出从所述多个符号中选择出的1个符号。
13.根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于，所述多个符号由发送所述多个符号的所述发送装置对载波频率按规定的跳跃图进行切换，依次送出到传输线上，所述接收装置与所述发送装置侧的所述跳跃图对应而切换、解调本振频率。
14.根据权利要求12所述的接收装置，其特征在于，所述时域逆扩展电路包括测量电路，测量所述多个符号的各所述可靠度信息；选择控制电路，输入所述多个符号的各所述可靠度信息，对于各所述多个符号，输出对选择或非选择进行控制的选择控制信号；多个切换开关，根据所述多个符号所对的所述选择控制信号，把所述多个符号切换控制为选择或非选择；以及相加电路，把所述多个切换开关相加，输出1个符号。
15.根据权利要求14所述的接收装置，其特征在于，所述测量电路把所述符号的信号质量作为所述符号的可靠度信息来测量。
16.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述信号质量的测量值由所述接收信号的信噪比构成。
17.根据权利要求16所述的接收装置，其特征在于，至少具有无线部，接收、调制多带OFDM方式的信号，所述多带OFDM方式的信号是对于按多个副载波的频率相互正交的正交频分复用(OFDM)方式进行信息传送的符号，使载波按规定的图形进行跳跃而传送的多带OFDM方式的信号；模拟·数字转换电路，接收来自所述无线部的模拟信号，将其转换为数字信号；傅立叶变换部，输入从所述模拟·数字转换电路的输出中除去了规定的前缀之后的信号，对其进行傅立叶变换；以及均衡器，接收来自所述傅立叶变换部的输出，对其进行频域均衡，所述测量电路算出与从所述均衡器输出的各副载波的数据符号有关的误差的均方值，从而求出所述符号的信噪比。
18.根据权利要求17所述的接收装置，其特征在于，所述测量电路，对于所述均衡器获得的各副载波的数据符号，求出各副载波的所述参照信号的均方值和对应的参照信号的误差矢量的绝对值的平方，根据与所述绝对值的平方的与副载波有关的总和除以副载波数所得的均方值的比，求出所述符号的信噪比。
19.一种通信系统，具有发送装置，在信息传送中发送对1个符号在时域进行时间扩展而成的多个符号；以及权利要求1至18中任意一项所述的接收装置。
20.一种便携式通信终端，具有发送装置，在信息传送中发送对1个符号在时域进行时间扩展而成的多个符号；以及权利要求1至18中任意一项所述的接收装置。
21.一种接收方法，在信息传送中从发送侧送出对1个符号进行时域扩展而成的多个符号，对与所述1个符号对应而接收了的所述多个符号进行时域逆扩展，包括求出所述多个符号的可靠度信息的工序；根据所述多个符号的可靠度信息，求出所述多个接收符号分别对应的各权重系数的工序，以及根据所述多个符号和与所述多个符号对应的所述权重系数，合成、输出1个符号的工序。
22.根据权利要求21所述的接收方法，其特征在于，求出所述权重系数的工序按照所述多个符号合成所得的所述1个符号的可靠度信息为最好的方式来设定所述多个符号所对的所述权重系数。
23.一种接收方法，在信息传送中从发送侧送出对1个符号进行时域扩展而成的多个符号的情况下，对与所述1个符号对应而接收了的所述多个符号进行时域逆扩展，包括求出所述多个符号的可靠度信息的工序；以及根据所述多个符号的可靠度信息，选择所述多个符号中的至少一个符号，输出从所述多个符号中选择出的一个符号的工序。
24.根据权利要求21所述的接收方法，其特征在于，所述多个符号由所述发送侧按规定的跳跃图来切换载波频率，依次送出到传输线上。
全文摘要
本发明提供一种接收装置。它是在信息传送中从发送侧把1个符号按规定的跳跃图来切换载波频率，作为信息依次送出到传输线上的情况下，接收该信息并对其进行时域逆扩展的接收装置，包括测量电路，分别测量与一个发送信号对应的多个符号的信号质量；权重确定电路，输入多个符号的信号质量，导出上述多个符号所对的权重系数；以及合成电路，用权重确定电路求出的多个符号所对的上述权重系数，对接收了的多个符号进行加权计算，输出所得的符号。
文档编号H04L27/01GK1671132SQ20051005605
公开日2005年9月21日 申请日期2005年3月21日 优先权日2004年3月19日
发明者稻川收 申请人:恩益禧电子股份有限公司