专利名称：一种改善直接序列扩频ofdm时域同步干扰的方法
技术领域：
本发明涉及一种用于改善直接序列扩频OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)中因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰的方法，属于移动通信技术领域。
背景技术：
直接序列扩频OFDM是将直接序列扩频调制方式和OFDM调制方式相结合的调制方式，该调制方式可以实现将CDMA和OFDM结合起来的目的。直接序列扩频OFDM在接收端的信号处理，也可以分为OFDM信号处理和CDMA信号处理两部分。OFDM信号处理部分包括时间和频率同步、确定OFDM窗口位置以及FFT计算，这部分的OFDM信号处理与一般OFDM系统的信号处理可以完全相同。CDMA信号处理部分包括解扩和解码部分，这部分的CDMA信号处理与一般CDMA系统相应的信号处理相同。
图1为常规OFDM系统的信号处理流程。在直接序列扩频OFDM中，常规的处理方法包括有以下步骤1.加循环前缀常规OFDM系统通常将一个OFDM符号的最后一段数据复制到最前面。设OFDM系统的FFT点数为N，循环前缀的长度为L，经过IFFT过后的数据为Du(d0，d1，d2，…，dN-L+1，dN-L+2，…，dN-1)，则经过加循环前缀处理后的数据为Ds(dN-L，dN-L+1，…，dN-1，d0，d1，d2，…，dN-L+1，dN-L+2，…，dN-1)。
2.确定FFT窗口位置设传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K(以采样周期为度量单位，该采样周期与将进行FFT变换的接收信号的采样周期相同)，并且满足K＜＝L(一般OFDM系统的基本要求)，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻，则FFT窗口位置的起点q满足n+K＜＝q＜＝n+L。
采用上述方法的过程中，会不可避免地引入多用户干扰，从而影响通信的效果。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术方案的缺陷，提供一种可以改善直接序列扩频OFDM中因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰的方法。
为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案一种改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，在接收信号时，首先确定信道时域冲激响应的重心，根据该重心的数据对接收信号经过快速傅立叶变换过后的数据进行修正。
较佳的，在接收信号时，首先利用第一和第二导频符号进行时间和频率同步。
较佳的，所述信道时域冲激响应通过如下的方法确定首先在发送端发送导频符号，在接收端，对导频符号进行快速傅立叶变换，然后去除调制数据，通过方向快速傅立叶变换，估计得到的信道时域冲激响应。
较佳的，所述信道时域冲激响应的重心位置根据如下的公式确定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(l|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M为所述信道时域冲激响应的重心位置。
较佳的，根据如下的公式对接收信号的数据进行修正，Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，…，N-1，w＝2π/N；其中S(n)是对接收信号经过快速傅立叶变换过后的数据，Sm(n)是修正后的数据。
较佳的，在进行进行时间和频率同步时，快速傅立叶变换窗口位置的起点q满足n+K＜＝q＜＝n+L，其中传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K，并且满足K＜＝L，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻。
本发明所提供的方法可以改善直接序列扩频OFDM中因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰，从而改善采用此调制方式的移动通信系统的通话效果。
图1为常规OFDM系统的信号处理流程。
图2为本发明的信号处理流程。
图3为常规OFDM同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系；图4为本发明的同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系。
具体实施例方式
下面结合图2～图4具体说明本发明的技术方案。在对本发明所述的方法予以详细的解说之前，首先简单介绍一下对直接序列扩频OFDM中，因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰的原因及解决思路。
为了问题分析的简便性，下面不考虑噪声的影响。
设发射端的一个扩频码为C＝(c0，c1，c2，…，cN-1)，ci∈(1，-1)，并且OFDM系统的FFT点N，将扩频码的第k个码片映射到OFDM系统的第k个子载波上，则发送端的信号为T＝(t0，t1，t2，…，tN-1，t0，t1，t2，…，tL-1)其中tn＝(1/sqrt(N))∑N-10ckejwnk，w＝2π/N。
在接收端，如果时间同步的结果是同步到一个OFDM符号的第m个数据上，即进行FFT计算的数据为R＝(tm，tm+1，tm+2，…，tN-1，t0，t1，t2，…，tm-1)。
经过IFFT计算得到的数据为X＝(x0，x1，x2，…，xN-1)其中xn＝(1/sqrt(N))∑N-10tke-jwnk，w＝2π/N。
将tk的表达式带入xn，得到xn＝cnejwnm由上式可见，在OFDM系统中，如果接收端与发射端不是严格同步，将会在接收端经过IFFT处理后的数据中引入相位旋转，类似于时域信号存在频偏。在常规OFDM系统中，这种差异可以通过信道估计和均衡消除，因此不需要严格的同步。
但在将扩频码用于OFDM系统的情况下，在频域子载波进行直接序列扩频，如果发射端和接收端不是严格的时间同步，则扩频码的不同码片存在不同的相位旋转，这将会造成不同用户之间的干扰。
本发明的解决思路是在白噪声信道下，通过求时域信道冲激响应的重心，并对IFFT处理后的信号进行反向相位旋转，可以完全消除由于不完全同步造成的相位旋转影响。
在多径信道下，不可能对每一径都做到完全同步，通过求时域信道冲激响应的重心，最大限度消除相位旋转，可以最小化用户干扰。
以下将通过示例详细说明本发明所提出的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰方法的具体步骤。
作为一个示例，首先确定相关参数如下FFT点数N＝64；可用子载波48；扩频码C0＝(1-1111-1-1-1111-111-11)C1＝(1-111-1111111-1-1-11-1)C2＝(1-1-1-11-11111-11111-1)C3＝(1-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1)循环前缀长度16；调制方式BPSK；帧结构每帧250个OFDM符号，第一个、第二个和第三个OFDM符号为同步符号，用于AGC调整、信号检测、频率同步和时间同步，其余OFDM符号为业务符号，用于数据传输；第一导频数据P1＝(111-1-11-1111-1-1)；第二导频数据P2＝(-11-11-1-111-11-1-1-1-111-1-11-111-11111-1111-11-111-1-11-1-11-11-1-1-11)；传输信道白噪声信道。
在产生发射信号时，要进行如下的处理1.产生第一导频符号第一导频符号形式为Xp1＝(xp1，xp1，xp1，xp1，xp1)，其中xp1根据下式计算xp1(n)＝1/4*∑150(D(k)*ejnkw)，w＝π/8，n＝0，1，2，…，15D＝(0，P1(0)，P1(1)，…，P1(5)，0，0，0，P1(6)，P1(7)，…，P1(11))2.产生第二和第三导频符号第二导频符号形式为Xp2＝(cpp2，xp2)，第三导频符号形式为
Xp3＝(xp2，cpp3)，其中xp2根据下式计算xp2(n)＝1/8*∑630(D(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63D＝(0，P2(0)，P2(1)，…，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，P2(25)，…，P2(47))cpp2＝(xp2(48)，xp2(49)，…，xp2(63))cpp3＝(xp2(0)，xp2(1)，…，xp2(15))3.产生业务符号假设第m个业务符号的调制数据为d＝(d00，d01，d02，d03，d10，d11，d12，d13，d20，d21，d22，d23，)，其中dij∈(1，-1)。
(1)扩频扩频后的数据为KP＝(kp0，kp1，kp2)，其中kpi按下式计算kpi＝di0*C0+di1*C1+di2*C2+di3*C3，I＝0，1，2(2)子载波映射扩频后的数据与子载波的映射关系如下DM＝(0，kp0(0)，kp0(1)，…，kp0(15)，kp1(0)，kp1(1)，…，kp1(7)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，kp1(8)，kp1(9)，…，kp1(15)，kp2(0)，kp2(1)，…，kp2(15))，其中DM(i)对应于第i个子载波。
(3)IFFTxdm(n)＝1/8*∑630(DM(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63(4)加循环前缀加循环前缀后的发射信号为Xdm＝(cpdm，xdm)，其中cpdm＝(xdm(48)，xdm(49)，…，xdm(63))。
在接收信号时，进行如下的处理1.利用第一和第二导频符号采用一般OFDM系统常用的时间和频率同步方法进行时间和频率同步。
设传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K(以采样周期为度量单位，该采样周期与将进行FFT变换的接收信号的采样周期相同)，并且满足K＜＝L(一般OFDM系统的基本要求)。设接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻，则FFT窗口位置的起点q满足n+K＜＝q＜＝n+L。
2.时域信道估计有很多方法可以用来估计信道时域冲激响应。以下给出一个非常典型的常用的估计信道时域冲激响应的方法。
A.在发送端发送导频OFDM符号，并且导频符号所调制的数据在发射端和接收端都是公知的。设FFT的点数为N，CP长度为L，导频符号所调制的数据为P＝(p0，p1，p2，…，pN-1)，且pi≠0，则发送的导频符号为Sd＝(dN-L，dN-L+2，…，dN-1，d0，d1，d2，…，dN-1)，其中di＝(1/sqrt(N))∑N-10pkejwik，w＝2π/N。
B.在接收端，对导频符号进行FFT计算频偏校正、导频符号的位置和FFT窗口位置等处理由接收端同步功能模块完成。
设同步后，接收端的导频符号为R＝(r0，r1，r2，…，rN-1)经过FFT变换后的数据为R1＝(r10，r11，r12，…，1rN-1)其中r1i＝(1/sqrt(N))∑N-10rke-jwik，w＝2π/N。
具体到本实施例中，根据时间同步的结果，取第二导频信号Rp2＝(rn，rn+1，…，rn+63)。
则r1(n)＝1/8*∑630(rk*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63C.去除调制数据。
R2＝(r20，r21，r22，…，r2N-1)＝(r10/p0，r11/p1，r12/p2，…，r2N-1/pN)如果导频调制数据pi∈(-1，0，1)，上式可以改用下式实现R2＝(r20，r21，r22，…，r2N-1)＝(r10·p0，r11·p1，r12·p2，…，r2N-1·pN)具体到本实施例中，r2(n)＝r1(n)*D(n)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63其中D＝(0，P2(0)，…，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，…，P2(47))D.IFFT变换。最后估计得到的信道时域冲激响应为H(n)＝(1/sqrt(N))∑N-10r2kejwnk，w＝2π/N。
具体到本实施例中，
h(n)＝1/8*∑630(r2(k)*e-jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，633.计算信道时域冲激响应的重心位置根据下式计算信道时域冲激响应的重心位置ME＝∑N-10|h(1)|2；L＝∑N-10(l|h(1)|2/E)；M＝round L)。
其中，round()的功能是四舍五入，函数round()也可以换成向下取整函数floor()或者向上取整函数ceil()。
4.修正接收信号经过FFT变换过后的数据。
设接收信号经过FFT变换过后的数据为S(n)，n＝0，1，…，N-1，修正过后的数据为Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，…，63，w＝π/32。
图3为常规OFDM同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系。图4显示了本发明的同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系。仿真条件为白噪声信道，比特能量噪声比(Eb/N0)为8B，采用1/2码率的卷积编码(同WCDMA标准中的卷积编码，解码采用维特比阮判决译码，调制方式为16QAM。发射端和接收端的其它处理相同。由此可以清楚地看到，采用本发明同步方法的系统的误码率比采用常规方法的系统的误码率显著降低。
以上对本发明的具体实施方式
进行了详细的解说。对于本技术领域的一般技术人员来说，在不背离本发明所述方法的精神和权利要求范围的情况下对它进行的各种显而易见的改变都在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于在接收信号时，首先确定信道时域冲激响应的重心，根据该重心的数据对接收信号经过快速傅立叶变换过后的数据进行修正。
2.如权利要求1所述的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于在接收信号时，首先利用第一和第二导频符号进行时间和频率同步。
3.如权利要求1所述的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于所述信道时域冲激响应通过如下的方法确定首先在发送端发送导频符号，在接收端，对导频符号进行快速傅立叶变换，然后去除调制数据，通过方向快速傅立叶变换，估计得到的信道时域冲激响应。
4.如权利要求1所述的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于所述信道时域冲激响应的重心位置根据如下的公式确定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(1|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M为所述信道时域冲激响应的重心位置。
5.如权利要求1所述的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于根据如下的公式对接收信号的数据进行修正，Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，....，N-1，w＝2π/N；其中S(n)是对接收信号经过快速傅立叶变换过后的数据，Sm(n)是修正后的数据。
6.如权利要求1所述的改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法，其特征在于在进行进行时间和频率同步时，快速傅立叶变换窗口位置的起点q满足n+K<＝q<＝n+L，其中传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K，并且满足K<＝L，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻。
全文摘要
本发明涉及一种改善直接序列扩频OFDM时域同步干扰的方法。在接收信号时，首先确定信道时域冲激响应的重心，根据该重心的数据对接收信号经过快速傅立叶变换过后的数据进行修正。在接收信号时，首先利用第一和第二导频符号进行时间和频率同步。所述信道时域冲激响应通过如下的方法确定首先在发送端发送导频符号，在接收端，对导频符号进行快速傅立叶变换，然后去除调制数据，通过方向快速傅立叶变换，估计得到的信道时域冲激响应。本发明可以改善直接序列扩频OFDM中因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰。
文档编号H04J13/02GK1996983SQ20051013722
公开日2007年7月11日 申请日期2005年12月31日 优先权日2005年12月31日
发明者康良川 申请人:方正通信技术有限公司