专利名称：通过rms延迟扩展估计，对数据通信系统中的有记忆传输信道进行信道估计的方法、设备 ...的制作方法
技术领域：
本发明涉及多电信技术，特别注重开发了其对于以正交频分复用 (OFDM)类型调制为基础的数据电信系统的应用。虽然为了确保说明的清晰性和简单性，在以下内容中列举了大多数 专项参考，但是提起大家注意的是，本发明所适用的范围要广泛的多。 实际上，本发明可适用于具备以下所述相同类型操作条件的所有电信系 统。
背景技术：
在数字电信系统中，尤其是在无线电类型的电信系统中，经常会遇 到有记忆传输信道的情况。有记忆传输信道将导致传输信号的延迟扩 展。在频域内，上述现象将导致所谓的频率选择性。在这些情况下，了 解上述扩展量，其通常所说的延迟扩展时间为特征，是十分关键的。除 了其他方面，对于延迟扩展的了解能够激活信道估计运算法则的适应校 准。该运算法则必须估计出许多与延迟扩展成正比的参数。如果不了解， 则必须通过一种保守的方法对信道估计器进行参数化，也就是，通常假 定具备系统支持的最大延迟扩展。作为影响，该设想会造成整个系统整 体性能降低。通过以下类型的脉冲响应h(T)，可对有记忆传输信道的特性进行更 详细地描述,=0其中，b代表的是一个复数(其可以是一个时间变量)，其表示一 个增益，该增益将应用于在具有延迟ti情况下所接受到信号的副本上， L表示可识别副本的数量。增益hi是具有零均值的复合高斯随机变量。 在一些实施例中，增益h。可具有零以外的一个平均值。该类信道被称为 Rice信道。通过运用傅里叶转换，可获得有记忆传输信道的脉冲响应h(T)的相 应传递函数H(f):<formula>formula see original document page 5</formula> (2)功率延迟曲线(PDP)、 P(T)可被定义为<formula>formula see original document page 5</formula>还可简单地定义为<formula>formula see original document page 5</formula>将以下数量定义为延迟扩展的均方差，或均方根延迟扩展(RMS-并由Trms赋值<formula>formula see original document page 5</formula>(4)RMS-DS T^可对信道造成的延迟扩展程度提供一个定量测量值。可 替代的，它的倒数为信道本身的相干性波段提供一个测量值。该数值代 表经由信道发生同类型失真的带宽。显然，信道的散频越大，相干性波 段越小，从而信道频率的选择性就越大。因此，对于RMS-DS T「ms的了解可间接提供一个选择脉冲响应h(T) 或其传输H(f)的未知参数的工具，例如，通过假定一个指数型延迟曲线 P (T)，则可能获得对于最大重要延迟tw的估计。在现有技术中已知的的解决方案中，最为广泛使用的OFDM系统的参 数估计方法是1998年7月IEEE通信会议记录，第146巻，第7号，公 告0. Edfors、M. Sandell、J. van de Beek、S. K. Wilson、P. Berjesson 中提出的 "OFDM Channel Estimation by singular value decomposition"。其中，特别^f吏用了对信道频率响应的相关矩阵的单值 分解。在该情况下，计算成本十分重要。同样，2004年1月IEEE无线 通信会议记录，第3巻，第l号，公告O. Simeone、 Y. Bar-Ness、 U. Spagnolini 中的 "Subspace-tracking methods for channel estimation in OFDM systems"，采用了信道传递函数的相关矩阵顺序 估计。在该情况下，计算成本也同样不容忽视。2003年5月11 - 15日IEEE国际通信会议ICC， 03，第5巻，/〉告 Wu S. ， Bar-Ness Y中提出了另一种RMS-DSt簡技木，即"OFDMChannel Estimation in the presence of frequency offset and phase noise"，考虑利用用于信道延迟曲线的最佳长度的寻找的迭代技术。该 技术在于从1到OFDM符号循环前缀长度中增加地寻找信道延迟曲线的最
佳长度(该长度与延迟扩展成正比)。在所有迭代法中，都需要校验两 个条件，将延迟曲线的估计中获得的改进与前一迭代进行比较。从两次 比较的结果中可判定支撑的长度。该方法的等待时间和计算成本是明显 的。2001年10月IEEE通信会议记录，第49巻，第10号，公告中K. Witrisal、 Y. Kim、 R. Prasad中提出了一种延迟扩展值的估计方法， 即"A new method to measure parameters of frequency-selective radio channels using power measurements" 。 2001年IEEE委员会 文件，第5巻，第7号，第3366 - 3370页，公告K. Witrisal中提出 了 "On estimating the RMS Delay spread from the frequency domain level crossing rate"，该方法以信道传递函数包络交叉密度与预选 级别和RMS-DS Lms本身之间的比例性为基础。以上文件中描述的方法是 在无线电信道的统计特性基础上开发出来的，其目的是为具备现实信道 模型的无线电电信系统提供设计方案。但是，该方法涉及预选一个适合 的级别，而且对噪音十分敏感。发明内容本发明的目的是提供能够一种以更简单的方式执行上述功能的方 法，该方法计算成本低，噪音敏感性低。依照本发明，以上目的可通过一种具备以下权利要求中规定特征的 方法来实现。本发明还涉及一些相关装置，和可直接装载于计算机存储 器中的计算机程序产品，而且包括当该产品在计算机上运行时执行本发 明的软件代码部分。依照本发明的解决方案，基本上，注重从信道传递函数本身的实部 和虚部的平均数量的零交叉开始，估计有记忆信道延迟扩展。与大家知道的解决方案相比，对于具备0FDM类型调制的系统，该方 案具有十分简单和特别有效的优点，其对于信道传递函数的初步估计通 常十分有用。由此，随着未知参数数量的减少，从而能够判定延迟扩展， 并且随后进行一个更可靠的信道估计。
现在，将单纯通过非限制性实施例，参考附图对本发明进行详细说明图1展示了一个0FDM发射器，其被设计用来实施本发明方法； 图2展示了一个OFDM接收器，其被设计用来实施依照本发明的信 道估计程序；图3描述了图2中接收器的一个实施例；和 图4描述了图3中实施例的详细情况。
具体实施方式
本方法注重在信道传递函数的实部与虚部的平均数量零交叉的基础 上，估计有记忆信道延迟扩展。以下描述的是，本方法在无噪音情况下使用的估计器的结构。 如Papoulis A， McGraw-Hill第三版"Probability, Random Variables and Stochastic Processes"所示，如果a ^t应的是零， 则具有a级的零均值的任意高斯处理的交叉密度方根k等于<formula>formula see original document page 7</formula>因此，以下通过i。描述的将是一个零交叉密度。RMS-DSt^估计器是在公式(5)的基础上开发出来的。计算零交叉 密度的程序是信道频率响应H(f)。可以显示出，具有频率响应H(f)的程 序的功率谱密度sh(co)等于<formula>formula see original document page 7</formula>也就是，如从公式(6)和公式(3)的比较中能够明显表明的那样， 可通过具有反向延迟t轴的延迟曲线来描述出该谱密度Sh (to)。特别的是，延迟曲线具有一个递减的指数性能，如下面的表达式所示<formula>formula see original document page 7</formula>如公式(6)所示，延迟曲线与频域内表示的功率谱密度相一致。 现在，这里可以应用于该情况公式(5),从而获得具有零级的交叉 密度X的平方^。<formula>formula see original document page 7</formula>
通过倒置>^式(8)，可获得下面的RMS-DS T簡的表达式<formula>formula see original document page 8</formula>(9)可注意到的是， 一般而言，程序H(f)是一个综合性的程序；从而， 通过分别考虑程序H(f)的实部和虚部，能够获得两个独立的零交叉密度 X。的测量值。因此，可通过ke指定程序H(f)的实部所对应的零交叉密度。同时，通过U旨定程序H(f)的虚部所对应的零交叉密度。通过计算上述两个零交叉密度的平均值，可获得RMS-DS T^的最终 估计<formula>formula see original document page 8</formula>(10)以下内容对本方法中使用的估计器的架构进行了描述，该估计器最大限度地考虑了频率响应H(f)中存在噪音的影响。由于噪音的存在，测量到的零交叉密度h实际上更大。从而，依照 公式(10)预先获得的估计器将可能会生成一个估计过高的RMS-DS Tr s值。如果噪音与信号不相关，则将其功率谱密度S4co)加到公式(6)中 已经计算出的功率谱密度上，从而获得功率谱密度S(to):丰)=&(— (11)假设白高斯噪音与方差4 一致，则噪音的功率谱密度Sw((O)为常量。此外，假设对延迟曲线和噪音同时在频域T中被低通过滤，从而利 用高达T-T隠的常数响应，消除流经滤波器HfUtw(T)的一部分噪音。 是允许的最大延迟曲线长度。通过这些假设，能够重新计算出零交叉密度<formula>formula see original document page 8</formula>其中<formula>formula see original document page 8</formula><formula>formula see original document page 9</formula>(15)考虑到如何构建滤波器Hfm" (T)，这可以假设/， =1。 通过倒置公式(12)并假设公式(10)计算出的零交叉密度h的测量值有效，可获得以下关系式用于RMS-DS T园估计<formula>formula see original document page 9</formula> (16)公式(16)中的第二项代表一个校正系数，该系数考虑噪音对零交 叉计算的贡献量。该项与信噪比SNR的倒数成正比。 现在，可将RMS-DS T，计算为<formula>formula see original document page 9</formula> (17)显然，根据上述说明，很容易推论出本方法同时可适用与其他形式 的延迟曲线。需要注意的是，延迟曲线的精确形状通常是未知的。然而，在无线 类型的有记忆信道的情况中，指数类型的分布状态是合理的。每次，依照有关信道的先验信息假设PDP的最合适形式是有用的。需要注意的是， 对于所关心的情况，总是寻找RMS-DS Trms与零交叉密度之间的直接比例。上述方法具有一个实际上可以忽略的复杂性，因此能够对其进行开 发，使其专门用于具备OFDM类型调制的电信系统，如美国WLAN标准 IEEE802. lla和欧洲WLAN标准HyperlanII。下文简要描述了一个OFDM电信系统的基本结构，以便能够阐明依照 本发明的方法和设备可适用于该系统的那些部分，以及它们是如何实现 其技术效果的。在OFDM调制中，将高比特率数据流量分离为许多低比特率流量， 将其在一个与另一正交的多个子载波上平行传输。从而，将可用波段B 分离为整数N个平均间隔的子载波，只要下面的条件被考虑作为它们在 Af频率中的间隔，则这些子载波彼此正交<formula>formula see original document page 9</formula> (18)其中，Ts表示OFDM符号的持续时间。通过一个离散的傅里叶逆变换很容易获得上述条件。通常选择子载 波的数量N为2次幂，以便确保直接傅里叶变换(快速傅里叶变换-FFT ) 和上述傅里叶逆变换(反向快速傅里叶变换-IFFT)的有效实施。 一个 循环前缀的引用使传输信号具有周期性，从而确保系统具备足够的能力 适应无线电信道产生的延迟扩展。对将要传输的数据流量通过标准调制(PSK、 QPSK或QAM)来进行调 制，从而获得一个复数序列dk。通过IFFT类型的逆变换，可获得一个在 时域中x[n]的信号:i W -
.2欣"x[n]= "=0,1,...'7V-1 (19)在执行传输之前，需要将符号本身的末尾部分(循环前缀)放置在 每个符号的前面，从而防止产生符号间干扰，并确保子载波之间的正交状态。关于这方面可参考图1，该图展示了一个以参考标号ioo表示的作为一个整体的0FDM发射器，其包括一个串行-到-并行的转换器，在输入 端接收复数序列dk并将其并行提供给模块110，这用符号表示IFFT操 作，其被设计用来在输出端并行生成在时域x[n]中的信号的N个符号。 在循环前缀115的加法模块中，将这些符号加到符号本身的末尾部分上。 然后，在循环前缀115的加法模块的输出端设置一个并行-到-串行的转 换器120用来将要传输的序列g串行化。用于OFDM系统的接收器，在判定同步点之后，去除循环前缀并对N 个剩余采样y[n]执行离散的傅里叶变换，从而获得一个接收信号<formula>formula see original document page 10</formula> (20) 此外，图2展示了一个以参考标号200表示的作为一个整体的OFDM 接收器，其在所对应的串行-到-并行的转换器205中将经解调制的接收 到的序列r从串行转换为并行，并在用于消除循环前缀的模块210中将 循环前缀从符号中去除掉，以便生成接收到的序列的N个采样Y[O]... Y[N-l]，该采用将在执行FFT的模块215中被转换为接收到的信号Y [k] 的系数Y[O] ... Y[N-l]。然后，并行-到-串行的转换器220生成接收 信号Y[k]。要不是存在噪音，该接收到的信号Y[k]就等于理想信号乘以 信道的频率响应。如果可靠信道估计是有效的，则无线电信道的失真影 响在频域中可以;故轻易地去除。因此，OFDM电信系统中采用的方法找到在信道估计的环境中的主要 应用。 现在，将描述一个有关估计器的实施例，该估计器依照WLAN系统中 采用的本方法，运行符合IEEE 802. lla标准和OFDM调制的操作。该系统考虑分组传输。数据部分被加上对于接收器是已知的报头。该报头对 于估计信道的相关参数是有用的，其中包括频率响应。IEEE 802.11a WLAN接收器中的数字构件的简单化配置，其用参考 标号400表示，如图3所示，其中参考标号405表示用于补偿RF缺陷的 模块，该模块从模数转换器(未示出)中接收数字数据rd并将其输出给 一个用于补偿载频偏差(CFO)的模块410。这样，从多个RF级引起的失 真中清除掉信号。用来实行FFT操作的模块415被设置在所述模块410 的下游，模块415之后是一个用于在频域中进行CFO弥补的模块420， 之后是一个用于提供平衡的信号的均衡器425。在限幅和去映射模块430 中，对被平衡的信号进行解调，并提取各个比特的似然性。最后是维特 比解码器440。同时，将通过模数转换器从数字数据rd中获得的报头P并行发送到 用于进行同步、CF0估计和信噪比(SNR)的估计的模块445的输入端。将 CFO估计提供给用于进行CFO补偿的模块410，同时将SNR估计与报头P 一起提供给信道估计器模块450。所述信道-估计器模块450在输出端提 供一个信道估计A (f)，并将其发送给均衡器425和用于精细估计CFO的 模块445。所述用于精细估计CFO的模块将关于残余的载频偏差(RCFO) 的信息提供给用于在频域中执行补偿的模块420。均衡器425利用信道 估计器模块450生成的信道传递函数的估计，对由于传输信道引起的失 真进行补偿。从经平衡的信号中，通过模块430可提取传输比特的似然 性。然后，将传输比特发送到维特比解码器440，该维特比解码器440 提供传输数据。信道估计器模块450更详细地展示在图4中，其包括第一模块451， 通过解调在报头(最大似然性或ML估计)处接收到的信号，执行信道频 率响应的第一粗略估计A' (f)。如果信道频率响应的第一粗略估计A' (f) 有效，则能够在用于估计RMS-DS的模块452中，正如参考公式(17) 在前所述的那样，执行RMS-DS T^估计。 一旦获得RMS-DS T闭估计，则 能够在精细信号估计模块452中对估计& (f)执行进一步的处理，从而 获得一个更可靠的估计A (f)。上述解决方案与其他已知的解决方案相比，具备相当大的优势。
上述本方法，其优点在于考虑从信道传递函数的实部和虚部的零交 叉的平均数量开始，估计与有记忆信道延迟扩展。与使用信道传递函数 的特性曲线的具有预选级别的交叉密度的其他已知解决方案相比，上述 解决方案呈现出非常简便的优点，该特性曲线是通过传递函数本身的包 络线表示，而不是用实部和虚部表示，如本方法所述的。实际上，本方 法在这方面的优势是，其不涉及在第一位必须预先选择一个与将要计算 的交叉相关的阈值级别，在笫二位其能够有利地消除由于噪音的存造所 导致的任何可能的测量偏置。对实部和虚部分别进行分析，能够对同一 物理量进行两项观测。这样，通过简单的求平均值操作，就一定能够得 到测量的改善。此外，本方法在0FDM系统的构架中的信道估计器执行时，则其优势 更为显著。此外，需要注意的是，在0FDM系统中，最普遍的延迟扩展估计的方 法需要矩阵的单值分解，或者至少需要一个信道传递函数的自相关矩阵 的等级估计。这两项选择与依照本发明的方法和设备相比都相当复杂。当然，在不损害本发明的原理的情况下，如附属权利要求所阐释， 相对于在此阐述和图解说明的内容，实现的细节和实施方式可以是各种 各样的，籍此并不脱离本发明的范畴。
权利要求
1.一种执行与电信信系统中的有记忆传输信道的信道估计程序作为接收到的信号(r)的函数的方法，该方法包括有关所述信道的延迟扩展估计的操作，该延迟扩展估计操作包括通过一个估计具有表示信道的传递函数(H(f))的特性曲线的阈值级(a；0)的交叉(λ；λ0)的步骤，来计算延迟扩展(RMS-DS)的均方根值(τrms)；本方法的特征在于，该交叉(λ；λ0)的估计步骤包括使用与零级相对应的阈值级(0)，估计一个与传递函数(H(f))的实部相对应的第一数量的交叉(λ0re)和一个与传递函数(H(f))的虚部相对应的第二数量的交叉(λ0im)；然后对第一数量的交叉(λ0re)和第二数量的交叉(λ0im)实施平均操作，从而获得平均数量的交叉(λ0)。
2. 根据权利要求i的方法，其特征在于通过与交叉的平均数a。)的直接比例关系(Eq. (9), Eq.(lO))，得到RMS-DS (T围)的值。
3. 根据权利要求l的方法，其特征在于除考虑噪音对具有零级的交叉计算的作用的校正系数(、；\二 ^ )之外，还通过计算交叉的平均数a。)的一个均方根(RMS)值(Eq. (17)，来得到RMS-DS (T^)的值，该<formula>formula see original document page 2</formula>校正系数('w " )与信噪比(SNR)的倒数成正比。
4. 根据前述权利要求的一个或者多个的方法，其特征在于还包括以 下操作通过解调接收到的信号，获得信道的粗略估计(合(f))的值(451); 依照接收的信道的粗略估计(合(f))的值，计算RMS-DS (T^)的值 (452);并且将RMS-DS (T^)的值提供给精确信道估计的步骤(453 )。
5. 根据前述权利要求的一个或者多个的方法，其特征在于所述电信 系统根据OFDM调制来操作。
6. 根据前述权利要求的一个或者多个的方法，其特征在于所述电信 系统是一个无线类型的系统，尤其是依照IEEE 802. 11a WLAN标准或 Hyperlanll WLAN标准。
7. —种执行与电信信系统中的有记忆传输信道的信道估计作为接收 到的信号(r)的函数的设备，其包括模块(452)，其用于通过一个估计具 有表示信道的传递函数(H (f))相关联的数量的阈值级(a; 0)的交叉a; 人。)，来计算均方根值(T^)，从而估计和信道相关联的延迟扩展；该设备 的特征在于，所述模块(452 )用于执行所述交叉的估计，^吏用与零级相 对应的阈值级(O)，估计一个与传递函数(H(f))的实部相对应的第一数量 的交叉(U和一个与传递函数(H (f))的虚部相对应的第二数量的交叉 (U ;和对第一数量的交叉(W和第二数量的交叉a。im)实施平均操作，从而获得平均数量的交叉a。)。
8. 根据权利要求7的设备，其特征在于用于估计和信道相关联的延迟扩展的模块(452 )还通过与所述平均数的交叉a。)的直接比例关系(Eq. (9)， Eq.(lO))，计算RMS-DS (T阁)的值。
9. 根据权利要求7的设备，其特征在于用于估计和信道相关联的延 迟扩展的模块(452 )还通过除考虑噪音对具有零级的交叉计算的作用的校正系数(《)之外，计算所述平均数的交叉a。)的一个均方根(RMS)的值(Eq. (17)，来计算RMS-DS ，该校正系数(w : 。: ^ )与信道的信噪比(SNR)的倒数成正比。
10. 根据权利要求7-9中的一个或多个的设备，其特征在于还包括 模块(451)，其通过解调接收到的信号来计算信道的粗略估计值(A (f)) 并且并将该粗略估计值提供所述用于估计延迟扩展作为所述粗略估计值 (ft(f))的函数的所述模块(452 )，并且还包括用于接收RMS-DS (Trms) 的值的精细信道估计的模块(453 )。
11. 根据权利要求7-10中的一个或多个的设备，其特征在于其被 包括在一个用于OFDM电信系统的接收器中。
12. 根据权利要求7-11中的一个或多个的设备，其特征在于其被 包括在一个无线电信系统的接收器中，尤其依照IEEE 802.11a WLAN标 准或HyperlanII WLAN标准。
13. —个计算机程序产品，其能够装载于计算机的存储器中，并且 包括软件代码，当该程序产品在计算机上运行时，该代码实施根据权利 要求1至6中的任何一项的方法。
全文摘要
为了执行与电信信系统中的有记忆传输信道的信道估计程序作为接收到的信号(r)的函数，这里考虑了有关所述信道的延迟扩展估计的操作，该估计操作包括通过一个估计具有和信道的传递函数相关联的数量的阈值级的交叉的步骤，来计算延迟扩展的均方根值(τ<sub>rms</sub>)。所述交叉的估计步骤包括使用对应于零级的阈值级估计信道的传递函数的实部和虚部的平均数量交叉(λ<sub>0</sub>)。优选的应用是OFDM电信系统，特别是依照IEEE8 02.11a WLAN标准或HyperlaniI WLAN标准运行的无线系统。
文档编号H04L25/02GK101120559SQ200580048281
公开日2008年2月6日 申请日期2005年11月28日 优先权日2004年12月21日
发明者A·波洛尼, F·西尔瓦, S·瓦勒 申请人:意法半导体股份有限公司