专利名称：正交频分复用解调装置和方法
技术领域：
本发明涉及解调OFDM(正交频分复用)信号的OFDM解调装置和其方法。
背景技术：
近年来，被称为正交频分复用方法(下文中称为OFDM方法)的调制方法已被提出用于调制数字数据。在OFDM方法中，数据被分配，并且被利用PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)对发送频带内的多个正交子载波中的每个的幅度和相位进行数字化调制。
OFDM方法已被广泛地认为适用于易受到多路径干扰的陆地数字广播。
利用OFDM方法的发送信号是以被称为OFDM符号的符号发送的，如图14所示。OFDM符号包括有效符号和保护间隔。有效符号是在对发送执行IFFT(逆快速傅立叶变换)时的信号时段。保护间隔是有效符号的后半时的一部分的波形的拷贝。保护间隔提供在OFDM符号的前半时中，并且例如可以具有有效符号的1/4或1/8的时长。
在接收OFDM信号的OFDM接收装置中，通过FFT(快速傅立叶变换)计算电路对其执行FFT，从而解调接收到的OFDM信号。从包括有效符号和保护间隔的OFDM符号中，OFDM接收装置检测OFDM符号的边界位置，定义距离检测到的符号边界位置的长度等于有效符号长度的计算范围(被称为FFT窗口)，从OFDM符号中识别由FFT窗口定义的那部分的数据，并对其执行FFT计算。
另外，陆地广播是在多路径环境下的发送路径。换句话说，陆地广播易受到延迟波的干扰，延迟波是由于诸如周边地理环境和接收点处的建筑物之类的周边环境而引起的，并且由OFDM接收装置接收到的信号变为由多个延迟波的组合引起的复合波。
在多路径环境下的发送路径中，由于多条路径的存在，因而存在多个符号边界。这种情况下，符号间干扰通常可通过基于第一到达路径的符号边界的位置限定FFT窗口的位置来避免。
这里将描述一种确定了FFT计算的位置的FFT窗口的位置的方法(参见专利文献1和2)。
限定FFT窗口的第一方法在对OFDM信号执行FFT计算之前延迟信号，获得保护间隔部分的波形和OFDM符号的后半时的波形(即，从其拷贝保护间隔的信号波形)之间的相关，并计算OFDM符号的边界。在该方法中，表现自相关函数的峰值的时间是每条路径的OFDM符号的边界。
第二方法应用具有特定电平和特定相位的分散导频信号(SP信号)，这些信号分散在OFDM符号中的特定位置处。该方法通过从OFDM信号中提取出SP信号，从其移去调制分量，并利用时间方向插值滤波器对其执行插值，来估计所有OFDM符号的发送路径特性。然后，通过对所估计的发送路径特性执行IFFT计算来创建表现每条路径的信号强度的延迟分布，并基于第一到达路径获得OFDM符号的边界。注意，SP信号的时间方向插值是通过人工地减小SP信号的间隔来增大延迟分布的检测范围。
通常，在限定FFT窗口时，第一方法引起了在接收开始对FFT窗口的粗略触发，并且在第一方法持续了预定时段之后，第二方法引起对FFT窗口的触发。换句话说，在粗略同步建立后紧跟着更精确的符号同步，从而导致稳定的再现状态。
限定FFT窗口的第三方法也是已知的，其在对OFDM信号执行FFT计算之前从该信号中提取出保护间隔部分的波形，获得提取的波形和OFDM符号的后半时的波形之间的相干，从而获得OFDM符号的边界。该方法通过获得相干创建了表现每条路径的信号强度的延迟分布，并且基于第一到达路径获得了OFDM符号的边界。
此外，近年来，已经提出了包括第二和第三方法的组合的方法(参见专利文献3)。即使在延迟分布中存在由于噪声引起的虚假路径的情况下，该方法也能够通过组合由这两种方法创建的延迟分布来消除虚假路径。
专利文献1JP-A-2002-368717专利文献2JP-A-2001-292125专利文献3JP-A-2004-153831发明内容第二方法可能要求内插值和真实发送路径特性之间的一致，因为SP信号是沿时间方向插值的。然而，在运动环境中，发送路径特性以高多普勒频率波动，并且当时间方向插值处理不满足采样定理时，可能创建错误的延迟分布。
图15A和15B分别示出了在发送路径特性的随时间的波动分别满足和不满足采样定理的情况下的示例。如图15A所示，当发送路径特性的随时间的波动满足采样定理时，SP信号(由黑圈指示)的内插值(由白圈指示)与真实的发送路径特性一致。另一方面，如图15B所示，当发送路径特性的随时间的波动不满足采样定理时，SP信号(黑圈)的内插值(白圈)与真实的发送路径特性不一致，从而导致错误的估计发送路径特性，如虚线所示。
图16示出了从当发送路径特性的随时间的波动不满足采样定理时执行的IFFT计算中得到的延迟分布。如图16所示，当发送路径特性的随时间的波动不满足采样定理时，除了真实存在的真实路径外，某些时间方向的插值还可能引起伪路径，伪路径实际上不存在。伪路径有规律地发生在距离真实路径的位置π/2、π或3π/2的正规化频率(normalized frequency)的位置处。
由于在对SP信号执行时间方向插值时延迟分布包括伪路径，因此FFT窗口的定义可能要求确定是真实路径还是伪路径，以便不获得基于伪路径的OFDM符号的边界。
尽管由于噪声引起的虚假路径发生在随机位置处，但是伪路径连续发生在同一位置处。从而，当第二方法创建的延迟分布中的伪路径的位置与第三方法创建的延迟分布中的虚假路径的位置一致时，即使应用了这两个延迟分布，伪路径也可能被误判为真实路径。结果，延迟分布的估计精度减小。
此外，在运动环境中，当SNR(信噪比)由于诸如信号功率降低之类的因素而恶化时，延迟分布的估计精度也会减小。
因此，希望提出一种OFDM解调装置和方法，即使在运动环境中，其也能够基于合适的延迟分布生成对FFT窗口的触发。
根据本发明的实施例，提供了一种正交频分复用(OFDM)解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调OFDM信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建部分，该部分通过预定的时域方法从OFDM信号中创建延迟分布；傅立叶转换部分，该部分根据OFDM信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取部分，对于每个发送符号，该部分从傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取出导频信号；发送路径特性估计部分，该部分通过利用时间方向插值滤波器对导频信号提取部分提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；逆傅立叶转换部分，对于每个发送符号，该部分通过对由发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制部分，该部分基于由延迟分布创建部分创建的延迟分布和由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于用于限定计算范围的延迟分布来控制计算范围，其中窗口控制部分通过留下存在于在由延迟分布创建部分创建的延迟分布和由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布二者中同一位置处并且其检测次数等于或高于阈值的路径，来创建用于限定计算范围的延迟分布，并且对于在由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布中主路径的位置外的预定位置处的路径，定义比在其他位置处的路径高的阈值。
根据本发明的另一实施例，提供了一种正交频分复用(OFDM)解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调OFDM信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建部分，该部分通过预定的时域方法从OFDM信号中创建延迟分布；傅立叶转换部分，该部分根据OFDM信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取部分，对于每个发送符号，该部分从傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取出导频信号；发送路径特性估计部分，该部分通过利用时间方向插值滤波器对导频信号提取部分提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；波形均衡部分，该部分基于发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性对傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号执行波形均衡，并获得CSI(信道状态信息)；逆傅立叶转换部分，对于每个发送符号，该部分通过对由发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制部分，该部分基于由延迟分布创建部分创建的延迟分布和由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于用于限定计算范围的延迟分布来控制计算范围，其中窗口控制部分对于CSI水平低于阈值的发送符号，应用利用前一发送符号创建的用于限定计算范围的延迟分布。
利用根据本发明实施例的OFDM解调装置和方法，即使在运动环境中，也能够基于合适的延迟分布生成对FFT窗口的触发。
图1是根据本发明实施例的OFDM接收装置的结构框图；图2用于说明OFDM信号的SP信号被插入的位置；图3是OFDM接收装置内的发送路径特性估计电路的结构框图；图4用于说明其发送路径特性通过时间方向插值滤波器来估计的子载波；
图5是OFDM接收装置内的窗口重建电路的结构框图；图6A至6D描述了窗口重建电路内的匹配滤波器的操作；图7是描述了窗口重建电路内的符号定时调整电路用来通过简单组合两个延迟分布创建用于限定FFT窗口的分布的操作步骤的流程图；图8示出了两个延迟分布和所创建的用于限定FFT窗口的延迟分布的示例；图9是描述了真实符号定时调整电路的操作步骤的流程图；图10示出了两个延迟分布和所创建的用于限定FFT窗口的延迟分布的示例；图11是描述了符号定时调整电路用来根据CSI水平放弃延迟分布的操作步骤的流程图；图12示出了两个延迟分布和所创建的用于限定FFT窗口的延迟分布的示例；图13A和13B示出了从窗口重建电路内的保护间隔相关电路中的相关结果创建延迟分布的示例；图14示出了OFDM信号、OFDM符号、有效符号、保护间隔和FFT窗口；图15A和15B示出了在发送路径特性的随时间的的波动满足和不满足采样定理的情况下时间方向插值滤波器的输出示例；以及图16示出了在发送路径特性的随时间的的波动不满足采样定理的情况下从IFFT计算得到的延迟分布。
具体实施例方式
下面将描述根据本发明实施例的遵循ISDB-T(陆地综合业务数字广播)标准的OFDM接收装置。
图1示出了根据本发明实施例的OFDM接收装置1的结构框图。这里，粗线指示当块之间发送的信号是复信号时的信号分量，而细线指示当块之间发送的信号是实信号时的信号分量。
如图1所示，OFDM接收装置1包括天线11、频率转换电路12、本地振荡器13、A/D转换电路14、正交解调电路15、载波同步电路16、本地振荡器17、FFT计算电路18、发送路径特性估计电路19、IFFT计算电路20、窗口重建电路21和发送路径特性补偿电路22。
从广播站发送的数字广播的广播电波被OFDM接收装置1的天线11接收到，并且作为载频为fc的RF信号被提供到频率转换电路12。
在频率转换电路12中，由天线11接收到的RF信号被乘上由本地振荡器13生成的载频为fc+fIF的载波信号，从而被频率转换为处于中频fIF的IF信号，并且被提供到A/D转换电路14。IF信号被A/D转换电路14数字化，并且被提供到正交解调电路15。
正交解调电路15利用由本地振荡器17生成并且受载波同步电路16控制的处于中频fIF的载波信号，对数字化的IF信号进行正交解调，并且输出在基带中的OFDM信号。从正交解调电路15输出的基带中的OFDM信号就是所谓的在对其执行FFT计算之前时域中的信号。因此，在正交解调之后并且在FFT计算之前的基带信号在下文中被称为OFDM时域信号。作为正交解调的结果，OFDM时域信号变为包括实轴分量(I通道信号)和虚轴分量(Q通道信号)的复信号。由正交解调电路15输出的OFDM时域信号被提供到载波同步电路16、FFT计算电路18和窗口重建电路21。
FFT计算电路18对OFDM时域信号执行FFT计算，提取出正交调制的数据并将其输出到每个子载波。从FFT计算电路18输出的信号就是所谓的在对其执行FFT计算之后频域中的信号。因此，FFT计算之后的信号在下文中被称为OFDM频域信号。
FFT计算电路18从一个OFDM符号中提取出有效符号长度范围(例如2048个采样)内的信号，即，从一个OFDM符号中排除了保护间隔的范围，并且对所提取的2048个采样的OFDM时域信号执行FFT计算。更具体而言，计算是在从OFDM符号的边界开始直到保护间隔结束的范围内的某点处开始的。计算范围被称为FFT窗口。
以这种方式从FFT计算电路18输出的OFDM频域信号是类似于OFDM时域信号的复信号，每一个都包括实轴分量(I通道信号)和虚轴分量(Q通道信号)。复信号可以是其幅度例如利用16QAM方案或64QAM方案正交调制的信号。OFDM频域信号被提供到发送路径特性估计电路19和发送路径特性补偿电路22。
发送路径特性估计电路19基于从OFDM频域信号提取出的SP信号估计发送路径特性。
图2示出了在ISDB-T标准中采用的OFDM符号内的SP信号的排列图案。
在ISDB-T标准中，在子载波方向(频率方向)上，每12个子载波插入一个BPSK调制的信号。此外，在ISDB-T标准中，SP信号被插入的位置在每个OFDM符号中偏移三个子载波。结果，在OFDM符号方向(时间方向)上，在一个子载波中每四个OFDM符号插入一个SP信号。以这种方式，在ISDB-T标准中，SP信号空间地分散在OFDM符号中，从而对于原始信息降低了SP信号的冗余。
图3示出了发送路径特性估计电路19的结构框图。
如图3所示，发送路径特性估计电路19包括SP信号提取电路31、参考SP信号生成电路32、调制相位消除电路33和时间方向插值滤波器34。
SP信号提取电路31从OFDM频域信号中消除信息分量，并只提取出SP信号。
调制相位消除电路33利用由参考SP信号生成电路32生成的参考SP信号消除提取出的SP信号的调制分量。消除了调制分量的SP信号表现出向其插入了SP信号的子载波的发送路径特性。
时间方向插值滤波器34对移去了调制分量的SP信号执行时间方向插值处理，并对每个OFDM符号估计包含SP信号的子载波的发送路径特性。结果，如图4所示，可以对于所有OFDM符号可以估计出频率方向上每三个子载波的发送路径特性。
发送路径特性估计电路19将以这种方式估计的发送路径特性提供到IFFT计算电路20和发送路径特性补偿电路22。
IFFT计算电路20对由发送路径特性估计电路19估计的发送路径特性执行IFFT计算，从而创建指示每条路径的信号强度的延迟分布，并将所创建的延迟分布提供到窗口重建电路21。
窗口重建电路21检测OFDM频域信号中第一到达路径的符号边界，并基于检测出的符号边界位置识别出FFT计算电路18的FFT计算范围。窗口重建电路21使用OFDM频域信号和提供自IFFT计算电路20的延迟分布来检测第一到达路径的符号边界。窗口重建电路21基于FFT计算范围生成指示计算开始定时的触发，并将所生成的触发提供到FFT计算电路18。
发送路径特性补偿电路22利用由发送路径特性估计电路19估计的发送路径特性对OFDM频域信号执行相位均衡和幅度均衡。发送路径特性补偿电路22将相位和幅度经均衡的OFDM频域信号和作为估计的SNR的CSI(信道状态信息)输出到外部。
下面将更详细地描述窗口重建电路21。图5示出了窗口重建电路21的结构框图。
如图5所示，窗口重建电路21包括保护间隔相关电路41、匹配滤波器42、符号定时调整电路43和FFT触发生成部分44。
窗口重建电路21在OFDM符号的同步时，利用保护间隔相关电路41的输出生成对FFT窗口的粗略触发，并且在同步之后，利用匹配滤波器42的输出和提供自IFFT计算电路20的延迟分布生成对FFT窗口的触发。换句话说，在建立了粗略同步之后，执行更精确的符号同步，从而导致稳定的重建状态。
下面将描述窗口重建电路21内的块。
保护间隔相关电路41将OFDM时域信号延迟有效符号时段，并且获得保护间隔部分和从其拷贝保护间隔的信号之间的相关。然后，保护间隔相关电路41将表现相关的相关信号提供到FFT触发生成部分44。
匹配滤波器42从OFDM时域信号中提取保护间隔部分的波形，并获得该波形和OFDM符号的后半时波形之间的相干，从而创建表现每条路径的信号强度的延迟分布。
下面参考图6A至6D描述匹配滤波器42的操作。除了主信号外，图6A至6D还给出了前回波(pre-echo)信号存在的状态。
首先，如图6A所示，匹配滤波器42从主信号的每个OFDM符号中提取出保护间隔部分中的信号。这种情况下，还同时提取出相同时分(time division)中的前回波信号。匹配滤波器42将提取信号的每个采样当作匹配滤波系数来处理。滤波系数直到对每个OFDM符号的处理结束为止都是固定的。注意，为了从主信号中提取出保护间隔部分中的信号，可以预先要求位置的识别。然后，匹配滤波器42基于保护间隔相关电路41的输出和提供自IFFT计算电路20的延迟分布，预先定位主信号的保护间隔。
随后，如图6B所示，匹配滤波器42将匹配滤波器偏移一个采样，至OFDM符号的后半时的波形，从而获得相干。换句话说，匹配滤波器42对每个采样确定OFDM符号的后半时的波形的采样和匹配滤波系数是否基本一致，并对所有采样的确定结果进行加和，从而可以获得该位置处的相干。在图6B所示的情形中，在位置a处，前回波信号和主信号的采样部分的匹配滤波系数一致。在位置b处，前回波信号的一部分和主信号的采样部分的一部分的匹配滤波系数一致，并且主信号和主信号的采样部分的匹配滤波系数一致。在位置c处，主信号的一部分和前回波信号的采样部分的匹配滤波系数一致。结果，可以获得如图6C所示的延迟分布。
随后，匹配滤波器42从延迟分布中消除噪声和/或重影(ghost)。这里，重影和前回波相对于主路径表现为水平对称，并且重影的信号强度比前回波弱。因此，匹配滤波器42消除了一条具有较低信号强度的路径，该路径相对于主路径表现为水平对称的路径中的重影。结果，获得了如图6D所示的延迟分布。
匹配滤波器42将以这种方式创建的延迟分布提供到符号定时调整电路43。
符号定时调整电路43从匹配滤波器42和IFFT计算电路20两者接收所提供的延迟分布。符号定时调整电路43组合这两个延迟分布，从而创建排除了伪路径的延迟分布，并且将该延迟分布提供到FFT触发生成部分44作为用于限定FFT窗口的延迟分布。
当FFT触发生成部分44被提供以来自保护间隔相关电路41的相关信号时，FFT触发生成部分44生成在相关值的峰值处表现“H”(高)的脉冲(即，对FFT窗口的粗略触发)。FFT触发生成部分44还在从符号定时调整电路43接收到用于限定FFT窗口的延迟分布之后，在第一到达路径的定时生成对FFT窗口的触发。FFT触发生成部分44将所生成的触发提供到FFT计算电路18。
下面将更详细地描述符号定时调整电路43。
如上所述，符号定时调整电路43组合提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个延迟分布，从而创建用于限定FFT窗口的延迟分布。
下面在描述在符号定时调整电路43中生成用于限定FFT窗口的延迟分布的实际方法之前，先描述这样的情形即提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个延迟分布被简单地组合以创建用于限定FFT窗口的延迟分布。
两个延迟分布可以通过以下方式简单组合对两个延迟分布的每条路径执行AND计算，并仅仅将两者中都存在的路径当作真实路径加以处理，或者基于信号强度和发生频率对两个延迟分布中的路径打分，并基于分数确定每条路径是否是真实路径。仅当在对两个延迟分布的每条路径执行了AND计算之后对延迟分布中的路径的检测次数等于或高于阈值α时，才可以确定给定位置处的路径存在。从而，可以确保消除由于噪声引起的虚假路径。
下面将参考图7的流程图描述符号定时调整电路43用来对两个延迟分布的每条路径执行AND计算的操作步骤。
首先，在步骤S1中，输入两个延迟分布，在步骤S2中，对两个延迟分布中的每条路径执行AND计算。然后在步骤S3中，对每条路径的检测次数计数，在步骤S4中，将每条路径的检测次数与阈值α相比较。在步骤S5中，消除检测次数低于阈值α的路径，在步骤S6中，输出所得到的延迟分布作为用于限定FFT窗口的延迟分布。
图8示出了提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个延迟分布以及用于限定FFT窗口的延迟分布(其是利用阈值α＝2创建的)的示例。如图8所示，提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个分布具有由于噪声引起的虚假路径。然而，虚假路径可以通过对每条路径执行AND计算来消除。
另外，当发送路径特性以较高多普勒频率波动并且对SP信号进行的时间方向插值处理不满足采样定理时，伪路径(其实际不存在)可能发生在提供自IFFT计算电路20的延迟分布中。伪路径每次在相同位置(从真实路径的位置开始处于正规化频率π/2、π、3π/2的位置)连续发生。从而，当提供自IFFT计算电路20的延迟分布中的虚假路径的位置与提供自匹配滤波器42的延迟分布中的伪路径的位置一致时，即使通过对两个延迟分布中的每条路径执行AND计算，也很难消除伪路径。结果，伪路径可能被误判为真实路径。事实上，伪路径保留在图8中在时间t+2处获得的用于限定FFT窗口的延迟分布中。
伪路径可利用较高阈值α来消除。然而，利用较高阈值α，在运动环境下波动的延迟分布之后的部分可能被延迟。
因此，符号定时调整电路43确定可能是伪路径的路径在给定位置处存在，并且仅当在AND计算之后延迟分布中的路径的检测次数等于或高于阈值β(除了阈值α外，还实际提供阈值β，其中α＜β)时，才确保消除了伪路径。
下面将参考图9的流程图描述这种情况下符号定时调整电路43的操作步骤。
首先，在步骤S11中，输入两个延迟分布，在步骤S12中，在提供自IFFT计算电路20的延迟分布的路径中，从主路径的位置开始存在于位置π/2、π、3π/2处的路径被确定为可能是伪路径，并且对其加上伪路径标志。随后在步骤S13中，对两个延迟分布中的每条路径执行AND计算，在步骤S14中，对每条路径的检测次数计数。随后在步骤S15中，确定每条路径是否具有伪路径标志。如果没有，则在步骤S16中将没有伪路径标志的路径的检测次数与阈值α相比较。在步骤S17中，消除检测数目低于阈值α的路径。另一方面，如果有伪路径标志，则在步骤S18中将具有伪路径标志的路径的检测次数与阈值β相比较，并且在步骤S19中消除检测次数低于阈值β的路径。然后在步骤S20中，输出所得到的延迟分布作为用于限定FFT窗口的延迟分布。
图10示出了提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个延迟分布以及用于限定FFT窗口的延迟分布(其是利用阈值α＝2，β＝4创建的)的示例。如图10所示，提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个分布除了具有由于噪声引起的虚假路径外，还具有伪路径。由虚线指示的可能是伪路径的路径不是被与阈值α相比较，而是被与阈值β相比较。从而，可以确保消除伪路径。
上面已经参考图9和10描述了对两个延迟分布中的每条路径执行AND计算的情形，即使在基于两个延迟分布中的路径的信号强度和/或发生频率确定了真实路径的情形中，也可以通过比较其他路径和可能是伪路径的路径的分数，来确保消除伪路径。
下面将描述符号定时调整电路43的变体示例。
在该变体示例中，符号定时调整电路43根据从发送路径特性补偿电路22输出的CSI的水平，确定是否要放弃给定的延迟分布。换句话说，如果CSI的水平低于阈值γ(即，如果SNR较差)，则符号定时调整电路43确定延迟分布具有低可靠性，放弃该延迟分布，并原样使用对于前一OFDM符号创建的用于限定FFT窗口的延迟分布。
下面将参考图11的流程图描述这种情况下符号定时调整电路43的操作步骤。
首先，在步骤S31中，输入两个延迟分布，在步骤S32中，对两个延迟分布中的每条路径执行AND计算。随后在步骤S33中，确定CSI水平是否低于阈值γ。如果CSI水平低于阈值γ，则放弃该延迟分布，并且在步骤S34中保持对于前一OFDM符号创建的用于限定FFT窗口的延迟分布。然后，处理移动到步骤S38。另一方面，如果CSI水平等于或高于阈值γ，则在步骤S35中对每条路径的检测次数计数。随后在步骤S36中，将每条路径的检测次数与阈值α相比较。在步骤S37中，如果路径的检测次数低于阈值α，则消除该路径。在步骤S38中，输出所得到的延迟分布作为用于限定FFT窗口的延迟分布。
图12示出了提供自匹配滤波器42和IFFT计算电路20的两个延迟分布以及用于限定FFT窗口的延迟分布(其是利用阈值α＝2，γ＝10创建的)的示例。如图12所示，由于在时间t+2处的CSI水平是8且低于阈值γ(＝10)，因此连续使用时间t+1处的延迟分布。以这种方式，如果CIS水平低于阈值γ，即使在运动环境中，利用在CSI水平低于阈值γ的情况下对于前一OFDM符号创建的用于限定FFT窗口的延迟分布，也可以防止基于具有低可靠性的延迟分布生成对FFT窗口的触发。
注意，在该变体示例中，与上述示例类似的，除了阈值α外，还可以提供阈值β(α＜β)，并且只有在AND计算之后延迟分布中可能是伪路径的路径的检测次数等于或高于阈值β的情况下，该位置才可以被确定为具有路径。
上面已经描述了本发明的实施例，但是本发明并不限于上述实施例，在不脱离本发明的范围的前提下可以明显地进行各种改变和修改。
例如，在上述实施例中描述了组合由匹配滤波器42创建的延迟分布和由IFFT计算电路20创建的延迟分布的情形，但是延迟分布也可以从保护间隔相关电路41的相关结果中创建，而不需在匹配滤波器42中创建延迟分布。这种情况下，如图13A和13B所示，可以通过在相关值的峰值的定时生成路径来创建延迟分布。
本发明包含的主题与2005年7月19日向日本专利局提交的日本专利申请JP2005-208679有关，这里通过引用并入其全部内容。
权利要求
1.一种正交频分复用解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建装置，该装置通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换装置，该装置根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取装置，对于每个发送符号，该装置从所述傅立叶转换装置傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计装置，该装置通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取装置提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；逆傅立叶转换装置，对于每个发送符号，该装置通过对由所述发送路径特性估计装置估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制装置，该装置基于由所述延迟分布创建装置创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换装置创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中所述窗口控制装置通过留下存在于在由所述延迟分布创建装置创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换装置创建的延迟分布二者中同一位置处并且其检测次数等于或高于阈值的路径，来创建所述用于限定计算范围的延迟分布，并且对于在由所述逆傅立叶转换装置创建的延迟分布中主路径的位置外的预定位置处的路径，定义比在其他位置处的路径高的阈值。
2.如权利要求1所述的正交频分复用解调装置，其中所述延迟分布创建装置通过从所述正交频分复用信号的每个发送符号中提取出主路径的保护间隔部分的信号波形并获得所述保护间隔部分和所述发送符号的其他部分之间的相干，来创建所述延迟分布。
3.如权利要求1所述的正交频分复用解调装置，还包括波形均衡装置，该装置基于所述发送路径特性估计装置估计出的发送路径特性对所述傅立叶转换装置傅立叶转换后的信号执行波形均衡，并获得信道状态信息，其中所述窗口控制装置对于信道状态信息水平低于所述阈值的发送符号，应用利用前一发送符号创建的用于限定计算范围的延迟分布。
4.一种正交频分复用解调方法，该方法处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该方法还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述方法包括延迟分布创建步骤，该步骤通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换步骤，该步骤根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取步骤，对于每个发送符号，该步骤从所述傅立叶转换步骤傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计步骤，该步骤通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取步骤提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；逆傅立叶转换步骤，对于每个发送符号，该步骤通过对由所述发送路径特性估计步骤估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制步骤，该步骤基于由所述延迟分布创建步骤创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换步骤创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中所述窗口控制步骤通过留下存在于在由所述延迟分布创建步骤创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换步骤创建的延迟分布二者中同一位置处并且其检测次数等于或高于阈值的路径，来创建所述用于限定计算范围的延迟分布，并且对于在由所述逆傅立叶转换步骤创建的延迟分布中主路径的位置外的预定位置处的路径，定义比在其他位置处的路径高的阈值。
5.一种正交频分复用解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建装置，该装置通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换装置，该装置根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取装置，对于每个发送符号，该装置从所述傅立叶转换装置傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计装置，该装置通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取装置提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；波形均衡装置，该装置基于所述发送路径特性估计装置估计出的发送路径特性对所述傅立叶转换装置傅立叶转换后的信号执行波形均衡，并获得信道状态信息；逆傅立叶转换装置，对于每个发送符号，该装置通过对由所述发送路径特性估计装置估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制装置，该装置基于由所述延迟分布创建装置创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换装置创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中对于信道状态信息水平低于所述阈值的发送符号，所述窗口控制装置应用利用前一发送符号创建的用于限定计算范围的延迟分布。
6.一种正交频分复用解调方法，该方法处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该方法还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述方法包括延迟分布创建步骤，该步骤通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换步骤，该步骤根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取步骤，对于每个发送符号，该步骤从所述傅立叶转换步骤傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计步骤，该步骤通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取步骤提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；波形均衡步骤，该步骤基于所述发送路径特性估计步骤估计出的发送路径特性对所述傅立叶转换步骤傅立叶转换后的信号执行波形均衡，并获得信道状态信息；逆傅立叶转换步骤，对于每个发送符号，该步骤通过对由所述发送路径特性估计步骤估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制步骤，该步骤基于由所述延迟分布创建步骤创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换步骤创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中对于信道状态信息水平低于所述阈值的发送符号，所述窗口控制步骤应用利用前一发送符号创建的用于限定计算范围的延迟分布。
7.一种正交频分复用解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建部分，该部分通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换部分，该部分根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取部分，对于每个发送符号，该部分从所述傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计部分，该部分通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取部分提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；逆傅立叶转换部分，对于每个发送符号，该部分通过对由所述发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制部分，该部分基于由所述延迟分布创建部分创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换部分创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中所述窗口控制部分通过留下存在于在由所述延迟分布创建部分创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换部分创建的延迟分布二者中同一位置处并且其检测次数等于或高于阈值的路径，来创建所述用于限定计算范围的延迟分布，并且对于在由所述逆傅立叶转换部分创建的延迟分布中主路径的位置外的预定位置处的路径，定义比在其他位置处的路径高的阈值。
8.一种正交频分复用解调装置，该装置处理作为发送单位的包含有效符号和保护间隔的发送符号，其中有效符号是通过利用由信息的划分而产生的多块数据调制多个子载波而获得的，保护间隔是通过拷贝有效符号的部分信号波形而获得的，该装置还利用具有预定子载波的发送符号解调正交频分复用信号，该预定子载波离散地包含具有特定功率量和特定相位的导频信号，所述装置包括延迟分布创建部分，该部分通过预定的时域方法从所述正交频分复用信号中创建延迟分布；傅立叶转换部分，该部分根据所述正交频分复用信号的每个发送符号限定有效符号时段的计算范围，并对所限定的计算范围执行傅立叶转换；导频信号提取部分，对于每个发送符号，该部分从所述傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号中提取出所述导频信号；发送路径特性估计部分，该部分通过利用时间方向插值滤波器对所述导频信号提取部分提取出的导频信号进行插值，来估计所有发送符号的发送路径特性；波形均衡部分，该部分基于所述发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性对所述傅立叶转换部分傅立叶转换后的信号执行波形均衡，并获得信道状态信息；逆傅立叶转换部分，通过对每个发送符号，该部分对由所述发送路径特性估计部分估计出的发送路径特性执行逆傅立叶转换，来创建延迟分布；以及窗口控制部分，该部分基于由所述延迟分布创建部分创建的延迟分布和由所述逆傅立叶转换部分创建的延迟分布来创建用于限定计算范围的延迟分布，并基于所述用于限定计算范围的延迟分布来控制所述计算范围，其中对于信道状态信息水平低于所述阈值的发送符号，所述窗口控制部分应用利用前一发送符号创建的用于限定计算范围的延迟分布。
全文摘要
一种正交频分复用(OFDM)解调装置包括延迟分布创建部分、傅立叶转换部分、导频信号提取部分、发送路径特性估计部分、逆傅立叶转换部分和窗口控制部分。这种情况下，窗口控制部分通过留下存在于在由延迟分布创建部分创建的延迟分布和由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布二者中同一位置处并且其检测次数等于或高于阈值的路径，来创建用于限定计算范围的延迟分布，并且对于在由逆傅立叶转换部分创建的延迟分布中主路径的位置外的预定位置处的路径，定义比在其他位置处的路径高的阈值。
文档编号H04L27/26GK1901528SQ200610099339
公开日2007年1月24日 申请日期2006年7月17日 优先权日2005年7月19日
发明者川内豪纪, 川端重成, 百代俊久, 冈本卓也, 矢岛笃, 山县拓, 山本一隆 申请人:索尼株式会社