专利名称：应用在多入多出正交频分复用系统的均衡器及其相关方法
技术领域：
本发明有关于均衡器(equalizer)，尤指一种应用在多入多出正交频分复用系统的均衡器。
背景技术：
一般而言，多入多出(multiple input multiple output，MIMO)系统的主要特征是分别将多个天线排列于多入多出系统的发射器和接收器，因此，多入多出系统可通过多个天线内的多个信道传输数据。以图1为例，图1为已知多入多出系统10的示意图。已知多入多出系统10具有一发射器20以及一接收器30，发射器20具有三个天线22、24、26，而接收器30具有两个天线32、34。从发射器20送出的传输信号T1、T2、T3(也就是，传输信号向量)通过6(3*2)个信道42、44、46、48、52、54后到达接收器30。假设发射器20试着传送两个数据流D1、D2至接收器30，首先，发射器20将乘上不同增益值的数据流D1、D2整合在一起，接着，发射器20通过天线22、24、26分别传送传输信号T1、T2、T3。产生传输信号T1、T2、T3的操作可通过下列方程式表示T1＝D1*V1，1+D2*V1，2方程式(1)T2＝D1*V2，1+D2*V2，2方程式(2)T3＝D1*V3，1+D2*V3，2方程式(3)在方程式(1)、(2)、(3)中，三维向量[V1，1，V2，1，V3，1]T的元素(element)决定了对应于数据流D1的传输信号T1、T2、T3的比例，因此，三维向量[V1，1，V2，1，V3，1]T即为数据流D1的传输向量；同样地，三维向量[V1，2，V2，2，V3，2]T的元素决定了对应于数据流D2的传输信号T1、T2、T3的比例，因此，三维向量[V1，1，V2，1，V3，1]T即为数据流D2的传输向量。在已知技术中，多入多出系统10使用了奇异值分解(Singular Value Decomposition，SVD)的方法决定三维向量[V1，1，V2，1，V3，1]T、[V1，2，V2，2，V3，2]T的传输向量，以使被接收器30接收到的数据流D1、D2彼此正交，如此一来，接收器30便可将数据流D1和D2从多个接收信号R1和R2中萃取出来。
多入多出系统较常见的应用是多入多出正交频分复用系统(MIMO-OFDM system)。多入多出正交频分复用系统的发射器是通过n个天线传送n个符号S1(k)、S2(k)、…、Sn(k)(也就是一符号区块S(k))且多入多出正交频分复用系统的接收器是通过m个天线来接收m个符号R1(k)、R2(k)、…、Rm(k)。根据现有技术，符号区块的每一符号包含循环前辍成分(cyclic prefix，CP)，用以减轻(alleviate)多个符号区块之间的干扰，且循环前辍成分为保护区间(guard interval)内符号的最后部分内容的复制并被附加至该符号之前。因为多重路径衰退(multipath fading)造成到达接收端的音调(tone)以及音调的延迟复制具有一些信号延迟扩散(例如ISI)，因此循环前辍成分可使信号在接收端重新排列对齐，如此一来，经由循环前辍成分，音调便会彼此正交。当信号延迟扩散的情况越来越糟时，就需要越长的循环前辍成分，因为循环前辍成分的增长，信道容量也因此而随之降低，换句话说，若在多入多出系统使用高品质均衡器以减轻信号延迟扩散，则循环前辍成分可被缩短以增加信道容量。
发明内容
为了解决上述现有技术中的缺陷，本发明提出一种应用在多入多出正交频分复用系统的均衡器及其相关方法。
本发明揭露了一种使用在一多入多出正交频分复用系统中以减轻多个接收符号区块间的干扰的均衡器。此均衡器包含一匹配滤波器，用以自一接收符号区块萃取一预先均衡信号向量；一阻绝装置，用以自接收符号区块产生一预先干扰信号向量；一加权装置，电性连接至阻绝装置，用以通过调整预先干扰信号向量以产生一干扰信号向量；以及一减法器，电性连接至加权装置以及匹配滤波器，用以根据干扰信号向量以及预先均衡信号向量之间的差异以产生接收信号区块的一均衡信号向量(equalized signal vector)。
本发明也揭露了一种使用在一多入多出正交频分复用系统中以减轻多个接收符号区块间的干扰的均衡方法。此均衡方法包含自一接收符号区块萃取一预先均衡信号向量；自接收符号区块产生一预先干扰信号向量；通过调整预先干扰信号向量以产生一干扰信号向量；以及根据干扰信号向量以及预先均衡信号向量之间的差异以产生接收信号区块的一均衡信号向量。
本发明以旁波瓣消除器为基础的均衡器可用以减轻符号间干扰以及载波间干扰，如此一来，由于每一符号的循环前辍成分的长度可缩短，因而增加了信道容量，此外，因为简化装置被使用在以旁波瓣消除器为基础的均衡器中，因此可降低以旁波瓣消除器为基础的均衡器的计算复杂度。
图1为已知多入多出系统的示意图。
图2为本发明第一实施例的应用于多入多出正交频分复用系统中接收器的均衡器的示意图的一实施例。
图3为本发明第二实施例的应用于多入多出正交频分复用系统中接收器的均衡器的示意图。
主要组件符号说明10多入多出系统20发射器30接收器22、24、26、32、34天线42、44、46、48、52、54信道100、200 均衡器110、210 傅利叶转换模块120、220 匹配滤波器
140、240 阻绝装置160、280 加权装置180、290 减法器260简化装置具体实施方式
请参照图2，其为本发明第一实施例的应用于多入多出正交频分复用系统中接收器的均衡器100的示意图。在本实施例中，均衡器100为一以广义旁波瓣消除器(Generalized Sidelobe Canceller，GSC)为基础的均衡器。如图2所示，均衡器100包含一傅利叶转换(Fourier transform)模块110、一匹配滤波器(matched filter)120、一阻绝装置(blocking device)140、一加权装置160以及一减法器180。首先，傅利叶转换模块110产生与接收符号区块r(k)的傅利叶转换相等的信号向量z(k)。接收符号区块r(k)以及信号向量z(k)的数学模型可以用方程式(4)和(5)表示。
r(k)＝[r(1)(k)r(2)(k)…r(M)(k)]T，其中r(m)(k)=Σn=1NH0(m,n)F-1sn(k)+Σn=1NH1(m,n)F-1sn(k-1)+v(m)(k)]]>=Σn=1NH(m,n)F-1sn(k)+Σn=1NH1(m,n)F-1sn(k-1)+Σn=1NH2(m,n)F-1sn(k)+v(m)(k)]]>方程式(4)在方程式(4)中，M代表接收天线的数量，N代表传输天线的数量，F-1代表Q×Q反快速傅立叶转换(inverse fast Fourier transform，IFFT)矩阵，Q代表次载波(subcarrier)的数量，Sn代表对应于发射器上的n个天线的传送信号，r(m)代表第m个传送天线的接收符号，v(m)代表第m个天线上的信道噪声，而H0(m，n)、H1、以及H2分别定义如下
以及 其中，h(m，n)代表具有次序(order)L的第m个接收天线以及第n个传输天线之间的信道脉冲响应，而G代表了附加在符号之前的循环前辍成分的长度。方程式(4)是建立在H0＝H+H2的基础上，须注意的是，H1和H2分别代表了符号间干扰(inter-symbolinterference，ISI)以及载波间干扰(inter-CarrierInterference，ICI)。接收符号区块r(k)在频率域可由下列方程式获得相对应的信号向量z(k)z(k)＝[z(1)T(k)z(2)T(k)…z(M)T(k)T，其中z(m)(k)=Fr(m)(k)]]>=Σn=1NFH0(m,n)F-1sn(k)+Σn=1NFH1(m,n)F-1sn(k-1)+Fv(m)(k)]]>=Σn=1NFH(m,n)F-1sn(k)+Σn=1NFH1(m,n)F-1sn(k-1)-Σn=1NFH2(m,n)F-1sn(k)+Fv(m)(k)]]>=Σn=1ND(m,n)sn(k)+Σn=1NFH1(m,n)F-1sn(k-1)-Σn=1NFH2(m,n)F-1sn(k)+Fv(m)(k)]]>且D(m，n)＝FH(m，n)F-1方程式(5)在方程式(5)中，F代表Q×Q快速傅利叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)矩阵，且D(m，n)为Q×Q信号识别矩阵(signal signature matrix)。信号向量z(k)可被表示为
z(k)=Σn=1ND(1,n)sn(k)···D(M,n)sn(k)+Σn=1NFH1(1,n)F-1sn(k-1)···FG1(M,n)F-1sn(k-1)-Σn=1NFH2(1,n)F-1sn(k)···FH2(M,n)F-1sn(k)+n(k)]]>=Ds(k)+FMH1FN-1s(k-1)-FMH2FN-1s(k)+n(k)]]>=Ds(k)+HISI,1s(k-1)-HISI,2s(k)+n(k)]]>其中 方程式(6)须注意的是，对FM＝IMF而言，为Kronecker内积(Kronecker product)，Ii为i×I的恒等矩阵(identity matrix)，以及FN＝INF。如方程式(4)和(6)所示，当符号间干扰(ISI)的情况越来越差时，数值L也跟着增加，因为多入多出正交频分复用系统是使用均衡器100来防止符号间干扰，所以附加的循环前辍成分的长度并不一定要大于信道长度(G＞L)。若使用均衡器100，便可不须在保护区间内附加一循环前辍成分。
匹配滤波器120自具有矩阵D的信号向量z(k)萃取出一预先所要信号向量 矩阵D是用以减轻接收符号的多重路径衰退的影响，换句话说，匹配滤波器120是用以过滤与传送信号向量s(k)相似的信号向量。矩阵DH是D经由Hermitian运算所产生，而所谓Hermitian运算是矩阵中的一种已知的转换。匹配滤波器120的操作可由以下方程式所表示y^(k)=DH·z(k)]]>=DHDs(k)+DHHISI,1s(k-1)-DHHISI,2s(k)+DHn(k)]]>方程式(7)在方程式(7)中，D代表MQ×NQ矩阵。因为匹配滤波器120决定矩阵D的操作是熟知此项技艺者所知悉的，故在此不再赘述。接着，阻绝装置140通过自信号向量z(k)衰减所要信号向量来萃取一预先干扰信号向量b(k)。阻绝装置140的操作可以下列方程式表示b(k)＝BH·z(k)＝BHDs(k)+BHHISI，1s(k-1)-BHHISI，2s(k)+BHn(k)方程式(8)
因为B为MQ×(M-N)Q矩阵，预先干扰信号向量的大小为(M-N)Q。须注意的是，矩阵B的每一行(column)是从矩阵D的零核空间(null space)的多个基底(base)中选择出来，藉此，接收符号r(k)的所要信号向量理论上会被滤掉。矩阵BH为一矩阵B经由Hermitian运算而产生，而所谓Hermitian运算是矩阵中的一种已知的转换。接着，加权装置160会产生干扰信号向量w(k)，如下列方程式所示w(k)＝UH·b(k)＝UHBHDs(k)+UHBHHISI，1s(k-1)-UHBHHISI，2s(k)+UHBHn(k) 方程式(9)加权装置160决定了矩阵U以最小化自减法器180输出的符号间干扰加上噪声的能量。自减法器180输出的符号间干扰加上噪声的能量的期望值可以下列方程式表示E{|i(k)-UHBHz(k)|2}其中i(k)＝DH(HISI，1s(k)-HISI，2s(k-1))+DHn(k)方程式(10)根据方程式(10)，对于最小化符号间干扰加上噪声的能量来说，矩阵U被决定为(BHRinB)-1BHRinD，其中Rin=HISI,1HISI,1H+HISI,2HISI,2H+Rn]]>且Rn为信道噪声n(k)的相关矩阵(correlation matrix)。最后，减法器180根据干扰信号向量w(k)以及预先所要信号向量 之间的差异来产生均衡信号向量y(k)。
须注意的是，均衡器100的主要计算复杂度包含计算(M-N)Q×(M-N)Q矩阵的反转，也就是，加权装置160是计算(M-N)Q×(M-N)Q矩阵(BHRinB)的反转决定了矩阵U，因此，若计算矩阵U的动作被简化，则均衡器100的计算复杂度也跟着降低。
本发明所揭露的第二实施例是用以减少计算复杂度。请参照图3。图3为本发明第二实施例的应用于多入多出正交频分复用系统中接收器的均衡器200的示意图。均衡器200包含一傅利叶转换模块210、一匹配滤波器220、一阻绝装置240、一简化装置260、一加权装置280以及一减法器290。傅利叶转换模块210、匹配滤波器220、阻绝装置240、以及减法器290的操作和结构与图2中所示的同名组件的操作和结构相同。简化装置260利用一矩阵T以降低预先干扰信号向量b(k)的维度。简化装置260的动作可以下列的方程式表示b′(k)＝TH·b(k)，其中T＝basis of column space of BHHISI，1方程式(11)因为T为(M-N)Q×N(L-G)矩阵且预先干扰信号向量b(k)的维度为(M-N)Q×1，所以，简化后预先干扰信号向量b’(k)的维度为N(L-G)×1。根据正交频分复用系统的规范，数值Q远大于数值M、N、L、G，如此一来，简化后预先干扰信号向量b’(k)的维度便少于预先干扰信号向量b(k)的维度。请注意，HISA，1为FMH1FN-1，其中FM和FN-1分别为快速傅利叶转换和反快速傅利叶转换，且H1代表和符号间干扰成分相关的一信道矩阵。接着，加权装置280产生了差异信号向量w(k)，其可由下列方程式表示w(k)＝UH·b′(k)，其中U＝(THBHRinBT)-1THBHRinD方程式(12)根据方程式(12)，矩阵(THBHRINBT)的维度(dimension)为N(L-G)×N(L-G)，小于(M-N)Q×(M-N)Q。因此，计算矩阵的反转的动作被简化了，因此降低了加权装置280的计算复杂度。
须注意的是，图2和图3所示的每一组件可为计算电路或一程序模块。相较于现有技术，本发明以旁波瓣消除器为基础的均衡器(GSC-basedequalizer)可用以减轻符号间干扰(ISI)以及载波间干扰(ICI)。如此一来，由于每一符号的循环前辍成分的长度可缩短，因而增加了信道容量。此外，因为简化装置被使用在以旁波瓣消除器为基础的均衡器中，因此可降低以旁波瓣消除器为基础的均衡器的计算复杂度。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，都应属本发明的涵盖范围。
权利要求
1.一种应用在多入多出正交频分复用系统的均衡器，其特征在于包含一匹配滤波器，用以自一接收符号区块萃取一预先均衡信号向量；一阻绝装置，用以自所述接收符号区块产生一预先干扰信号向量；一加权装置，电性连接至所述阻绝装置，用以通过调整该预先干扰信号向量以产生一干扰信号向量；以及一减法器，电性连接至所述加权装置以及所述匹配滤波器，用以根据所述干扰信号向量以及所述预先均衡信号向量之间的差异以产生该接收信号区块的一均衡信号向量。
2.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述接收符号区块包含多个符号，该多个符号对应于该多入多出正交频分复用系统的一接收器的多个天线，且一接收符号区块的每一符号并不具有循环前辍成分。
3.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于，所述匹配滤波器计算该接收符号区块以及一矩阵DH以产生该预先均衡信号向量，所述阻绝装置计算该接收符号区块以及一矩阵BH以产生该预先干扰信号向量，所述矩阵DH是由一矩阵D经由Hermitian运算所产生，所述矩阵BH为一矩阵B经由Hermitian运算而产生，且该矩阵B的多行是自该矩阵D的零核空间的多个基底中选择出来。
4.如权利要求3所述的均衡器，其特征在于，所述加权装置通过计算该预先干扰信号向量与一加权矩阵U的Hermitian运算结果的内积来产生该干扰信号向量，且该加权矩阵U是根据该矩阵D以及该矩阵B所决定。
5.如权利要求4所述的均衡器，其特征在于，所述矩阵U为(BH·Rin·B)-1·BH·Rin·D，且Rin是对应于HISA，1与HISA，2的相关运算以及一信道噪声n(k)的总和。
6.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于还包含一简化装置，电性连接在所述阻绝装置和所述加权装置之间，用以相乘该预先差异信号向量以及一转换矩阵T来简化该预先差异信号的维度，以降低该加权装置的计算负载。
7.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于，所述转换矩阵T的多个行是选择自矩阵BH和矩阵HISA，1的内积的多个基底，其中该矩阵HISA，1为FMH1FN-1，FM和FN-1分别为快速傅利叶转换和反快速傅利叶转换，且H1代表和符号间干扰成分相关的一信道矩阵。
8.一种应用在多入多出正交频分复用系统的均衡方法，其特征在于包含自一接收符号区块萃取一预先均衡信号向量；自所述接收符号区块产生一预先干扰信号向量；通过调整该预先干扰信号向量以产生一干扰信号向量；以及根据该干扰信号向量以及该预先均衡信号向量之间的差异以产生该接收信号区块的一均衡信号向量。
9.如权利要求8所述的均衡方法，其特征在于，所述接收符号区块包含多个符号，该符号对应于该多入多出正交频分复用系统的一接收器的多个天线，且一接收符号区块的每一符号并不具有循环前辍成分。
10.如权利要求8所述的均衡方法，其特征在于，产生该预先均衡信号向量的步骤包含计算该接收符号区块以及一矩阵DH的内积以产生该预先均衡信号向量，而产生该预先干扰信号向量的该步骤包含计算该接收符号区块以及一矩阵BH的内积以产生该预先干扰信号向量，该矩阵DH是由一矩阵D经由Hermitian运算所产生，该矩阵BH是由一矩阵B经由Hermitian运算而产生，且该矩阵B的多行是自该矩阵D的零核空间的多个基底中选择出来。
11.如权利要求10所述的均衡方法，其特征在于，产生该干扰信号向量的步骤包含计算该预先干扰信号向量以及一加权矩阵U的Hermitian运算的内积，其中该加权矩阵U根据该矩阵D以及该矩阵B而决定。
12.如权利要求11所述的均衡方法，其特征在于，所述矩阵U为(BH·Rin·B)-1·BH·Rin·D，且Rin是对应于HISA，1与HISA，2的相关运算以及一信道噪声n(k)的总和。
13.如权利要求8所述的均衡方法，其特征在于还包含相乘该预先差异信号向量以及一转换矩阵T以简化该预先差异信号的维度，来降低产生该干扰信号向量的步骤的计算复杂度。
14.如权利要求13所述的均衡方法，其特征在于，所述转换矩阵T的多个行是选择自矩阵BH和矩阵HISA，1的内积的多个基底，其中该矩阵HISA，1为FMH1FN-1，FM和FN-1分别为快速傅利叶转换和反快速傅利叶转换，且H1代表和符号间干扰成分相关的一信道矩阵。
全文摘要
一种应用在多入多出正交频分复用系统的均衡器及其相关方法，所述均衡器使用在一多入多出正交频分复用系统中，用以减轻多个接收符号区块间的干扰，包含一匹配滤波器，用以自一接收符号区块萃取一预先均衡信号向量；一阻绝装置，用以自接收符号区块产生一预先干扰信号向量；一加权装置，电性连接至阻绝装置，用以通过调整预先干扰信号向量以产生一干扰信号向量；以及一减法器，电性连接至加权装置以及匹配滤波器，用以根据干扰信号向量以及预先均衡信号向量之间的差异以产生接收信号区块的一均衡信号向量。本发明以旁波瓣消除器为基础的均衡器可减轻符号间干扰及载波间干扰，增加信道容量，降低均衡器的计算复杂度。
文档编号H04J11/00GK1960359SQ20061014220
公开日2007年5月9日 申请日期2006年10月9日 优先权日2005年10月31日
发明者林志远, 李大嵩 申请人:联发科技股份有限公司