专利名称：：基于时域信噪比估计的维纳插值方法
技术领域：
：本发明涉及广播系统，特别涉及基于时域信噪比估计的维纳插值方法。
背景技术：
：DRM是短波、中波以及长波调幅广播频段的唯一的通用型非专利数字无线电广播系统。在同样的覆盖范围条件下，DRM发射机功率比传统的模拟发射机功率低6-9dB，数字广播比模拟广播的同邻频保护率低，抗多径干扰能力强，便于移动接收；音质可以达到CD或调频立体声的质量；能够提供附加数据和多媒体信息；与DAB相比，它的接收机价格更容易被广大听众所接受。它的出现是30MHz以下频段广播复兴的标志，而且目前已经成为国际标准。在相干解调OFDM系统中，为了对接收到的信号进行均衡，接收机必须通过信道估计来获得信道的幅度和相位信息。但是，广播信道不仅遭受由于多径传播造成的频率选择性衰落，而且遭受多普勒频移或多普勒扩展带来的时间选择性衰落，为了保证接收机的接收质量和接收的实时性，要求接收机对广播信道进行及时准确的信道估计。根据D固规范的要求，发射机在发送有用数据的同时，还同时发送导频数据，这样我们就可以采用基于导频的信道估计方案。首先，我们提取出导频位置的接收信号，利用接收机存储的本地导频，用最小二乘算法计算导频位置的信道频率响应，然后，我们用插值滤波器估计出数据子载波处的信道频率响应，最后，我们用单抽头的频域均衡器对接收收据进行均衡。当发送信号采用高阶调制时，比如16QAM或者64QAM，为了获得更好接收机性能，需要更准确的信道估计。该方案的提出虽然基于D賜规范ETSIES201980.V2.1.1，但是同样适用于其它基于导频的、相干解调正交频分复用通信系统的信道估计。因为在双衰落信道条件下，也就是既有由多经传播造成的频率选择性衰落，又有由于多普勒频移或者多普勒扩展引起的时间选择性衰落的信道条件下，菱形的导频图案比块状导频图案或者梳妆导频图案具有更好的抗衰落特性，在DRM规范中便采用了这种时频二维的菱形导频图案，这种方案能够减少了在某些导频受到信道引起的严重影响的情况下接受机性能下降的程度。菱形导频图案分布图如图1所示。针对不同的信道条件，DRM标准中包含了四种不同的鲁棒模式，具体的描述见表l:表l:鲁棒模式和相应的信道条件<table><row><column>鲁棒模式</column><column>信道条件</column></row><row><column>模式A</column><column>高斯信道，轻微率落信道，适用于白天的中波和长波信道。</column></row><row><column>模式B</column><column>时间和频率选择性信道，较长时延扩展的夜间的短波和中波信道。</column></row><row><column>模式c</column><column>时间和频率选择性信道，信道条件较差，较大的多普勒扩展的短波信道。</column></row><row><column>模式D</column><column>非常健壮的模式，但是由于过于紧密的导频间隔，影响了数据传输速率。</column></row><table>不同的鲁棒模式在时间方向和频率方向上都具有不同的导频间隔，具体间隔的大小如表2所示表2:导频间隔大小<table><row><column>鲁棒模式</column><column>NT</column><column>NF</column></row><row><column>A</column><column>5</column><column>20</column></row><row><column>B</column><column>3</column><column>6</column></row><row><column>C</column><column>2</column><column>4</column></row><row><column>D</column><column>3</column><column>3</column></row><table>在表2中，NT和NF分别表示时间方向上的导频间隔以及频率方向上的导频间隔。前三种鲁棒模式可以满足大多数D固广播的应用，对于模式A，由于较短的保护间隔和较窄的在子载波间隔使它不适用于短波广播。只有模式D适用于规范中的信道模型6，这个信道模型不仅具有很长的时延扩展，还具有很大的多普勒扩展，它是对赤道地区的天波传播的一种近似的模拟。众所周知，最小均方误差准则下的最佳信道估计器是二维维纳滤波器，但是二维维纳滤波器在实际工程应用中很不容易实现，但是当信道是广义平稳非相关散射信道时，两个级联的一维滤波器是一种不错的选择方案，可以先时间方向插值后频率方向插值，也可以先频率方向插值后时间方向插值。在图2中我们给出了两个级联的一维插值滤波器的框图(先时间方向后频率方向)。对于基于导频辅助的OFDM系统，通常的信道估计方法是，首先求得导频位置的信道频率响应，然后采用两个级连一维滤波器对数据位置的信道频率响应进行估计，例如首先在时间方向进行简单的线性插值，然后再在频率方向上进行线性插值。尽管维纳插值器是最小均方误差准则下的最佳插值器，它仍然有如下不足之处传输信道的统计特性，对信号噪声比估计的准确性，以及用于插值的维纳插值器的抽头数，都会影响接收机的性能;其次，由于实时的更新插值器的抽头系数，需要用到计算量相当大的矩阵求逆运算，这也会大大增加接收机实现的复杂度。
发明内容本发明的目的是提供一种基于时域信噪比估计的维纳插值方法。为实现上述目的，一种基于时域信噪比估计的维纳插值方法，包括步骤获得导频子载波处的信道频率响应；利用两个级联的插值滤波器得到数据子载波处的信道频率响利用存储的插值结果对接收到的数据子载波上的数据进行单抽头的频域均衡。采用本发明的实时平滑信噪比估计的维纳插值方法的性能与理想信噪比估计的情况下的性能非常接近，远远好于釆用线性插值方法的系统性能，而且由于采用了预先存储插值滤波器系数的方法，可以避免运算量很大的矩阵求逆运算，从而大大简化了接收机的实现复杂度。图l是菱形导频图案分布图2是两个级联以维插值滤波器框图3是D固接收机简化框图4是预置系数滤波器组方案；图5是信道3的误比特率特性；图6是信道4的误比特率特性。具体实施例方式在这里我们用D^C系统作为例子，来对我们的信道估计算法进行描述，接收机的简化框图如图3所示。本发明主要介绍信道估计的内容，就是在图3中用点划线标出的部分。最小均方误差准则下的最佳信道估计器是二维维纳滤波器，但是二维维纳滤波器在实际工程应用中很不容易实现，而当信道是广义平稳非相关散射信道时，两个级联的一维插值器是一种不错的选择方案。而且这两个级联的插值器可以分别采用不同的插值器，比如线性插值器、三次样条插值器、基于DFT的插值器、以及维纳插值器。插值的顺序也有两种可以先在时间方向上进行插值，然后再在频率方向上插值；也可以先在频率方向上插值，然后再在时间方向上插值。在这里我们主要讨论在频率方向上采用维纳插值器进行信道估计的方法，在求维纳插值器抽头系数的时候需要对信噪比的估计值，我们采用了一种新的时域信噪比估计的方法，并将采用这种方法的接收机的误比特率同理想信噪比估计(接收机准确的知道信号功率和噪声功率的大小)情况下的接收机误比特率进行了比较，仿真结果表明，这种方法可以准确地估计信噪比，系统的性能非常接近理想信噪比情况下的系统性能。而且，考虑到传统的维纳插值器需要实时更新插值器的抽头系数，这需要实时的进行矩阵求逆运算，导致硬件实现非常复杂，我们提出了一种方案，将事先计算出的若干组插值器的抽头系数预先存储下来，然后根据我们提出的信噪比估计方法对信噪比进行估计，根据估计的信噪比值来判断采用哪一组插值器系数来进行插值操作，从而避免了运算量巨大的矩阵求逆运算，大大减小了接收机实现的复杂度。1)插值滤波器系数的计算在信道估计当中，为了在接收端得到好的性能，可以根据估计的时间方向或者频率方向上的信道相关函数，结合采用不同方法得到的信噪比的估计值，实吋更新维纳插值器的抽头系数，然后根据这些系数，以及事先得到的导频子载波位置处的信道频率响应，通过插值得到数据子载波位置处的信道频率响应，可以用公式描述如下。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage8</formula>上式中，RHP表示数据子载波位置处的信道频率响应与估计出的带有噪声的导频子载波位置处的信道频率响应的协方差矩阵；Rpp是估计出的带有噪声的导频位置处的信道频率响应的自协方差矩阵Wop=RHPRPP-1它是通过计算得到的最佳维纳滤波器系数矢量，根据它可以通过插值得到数据子载波位置处的信道频率响应。由子存在矩阵求逆的运算，所以这种方法需要很大的运算量。因为我们釆用了两个级联的一维插值器进行信道估计，而且我们首先在时间方向上进行线性插值，然后在频率方向上进行维纳插值，所以在这里我们只需要计算频率方向上的自协方差和互协方差矩阵。如果要在时间方向上进行维纳插值，就需要计算时间方向上的自协方差和互协方差矩阵。考虑到信道模型不匹配会造成系统信能上的损失，我们需要考虑比较恶劣的传输信道条件，通常是均匀分布的延迟功率谱，并且假定最大时延扩展为tmax的情况。在这种信道条件下，为了确定维纳滤波器的抽头系数，我们仅仅需要两个参数，就是信道的最大时延扩展r,皿和系统运行时期望的最大的信号与噪声功率的比值。假定信道的延迟功率谱服从均匀分布，并且其扩展长度等于该模式下的OF固系统的保护间隔的长度，那我们可以得到这种条件下的频率方向上的相关函数r(k)=sinc(kG/N)在上式中，A表示子载波间隔，t表示子载波的位置，G表示保护间隔的长度，W表示OFDM符号有用部分的长度。2)信噪比估计是否能实时准确地估计信噪比，对接收机性能有着重要的影响，下面我们介绍一种时域信噪比估计的方法。首先对导频子载波位置处的信道频率响应进行逆傅立叶变换，得到时域信道冲激响应的估计值，然后分别计算信号能量与噪声能量，从而得到当前符号信噪比的估计值。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage9</formula>0≤n≤M-1上式表示IFFT，hn.l为信道冲激响应的估计值,<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage9</formula>表示导频子载波位置处的信道频率响应。通常情况下，信道冲激响应的长度小于保护间隔的长度，保护间隔内的信道冲激响应样值能量和可以视为有用信号的能量，而保护间隔以外的信道冲激响应的样值能量和可以视为噪声和干扰的能量，于是可以按下面的公式估计信噪比<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage10</formula>上式中，p1表示估计出的有用信号能量，ai表示估计出的噪声和干扰的能量，l是符号索引，G表示保护间隔的长度，M是导频子载波的数目。在快衰落信道条件下，用上述方法得到的信噪比的估计值会受到影响，从而进一步影响对插值滤波器系数估计的准确性。为了克服这个问题，我们可以用IIR滤波器来克服这种影响。<formula>complexformulaseeoriginaldocumentpage10</formula>由于噪声的能量随着时间缓慢变化，所以我们选择义λa=0.5，为了实时跟踪快衰落信道下的信号能量的变化，我们选择λp=0.2。3)预置系数滤波器为了避免运算量很大的矩阵求逆运算，以减小接收机实现的复杂度，我们采用预先存储系数滤波器组的方案。该方案将事先根据不同信噪比值计算出的若干组插值器的抽头系数预先存储在接收端，在实际接收过程当中，按照2)中的方法计算信噪比，然后根据估计的信噪比值来选择相应的维纳滤波器完成插值操作，从而避免了运算量巨大的矩阵求逆运算，减小了接收机实现的复杂度。下面我们以我们的仿真实例对其进行说明，其框图如图4所示。在图4中，插值滤波器Filter[12dB]，Filter[18dB]，Filter[23dB]具有不同的抽头系数，它们是在信噪比为12dB，18dB，23dB的情况下分别计算得到的，这些系数仅仅需要一次计算，然后保存在接收机内。在实际接收过程当中，通过上面介绍的实时平滑后的信噪比估计方法，接收机可以得到估计的信噪比。当估计出来的信噪比小于b-M时，接收机采用插值器Filter[12dB]来完成对数据子载波处的信道频率响应的估计；当估计出来的信噪比大于20dB时，接收机采用插值器Filter[23dB]来完成对数据子载波处的信道频率响应的估计；当估计出来的信噪比大于等于15必而小于等于20必时，接收机采用插值器Filter[18dB]]完成对数据子载波处的信道频率响应的估计。在实际系统当中，根据具体情况，可以选择不同数目的滤波器，滤波器的数目越多，需要存储的抽头系数越多，需要的硬件资源也就越多，但是信道估计值更准确，接收机的性能更好。在实际实现时，要根据实际需要在资源消耗和系统性能之间进行折中考虑。通过这种方法，接收机仅仅需要根据估计得到的信噪比值进行判断，选择适用于该信噪比下的插值滤波器的抽头系数值，然后进行插值运算，从而可以有效避免矩阵求逆运算，大大简化了接收机的实现复杂度。实施例实际的DRM广播信道是既有多径引起的频率选择性，又有多普勒扩展或者频移引起的时间选择性的双衰落信道。其中多径传播主耍是由于不同高度电离层的反射引起的，信道的最大时延扩展可以达到几个毫秒，多普勒扩展和频移主要由于电离层反射的频谱特性和接收机的移动引起的。以中纬度地区为例，时延扩展的最大值可以达到6ms，多普勒扩展则可以高达5Hz。通常情况下，时延扩展和多普勒扩展的典型值是2ms和lHz，这也就是我们用到的信道模型4的参数值。本着从实际出发的原则，我们考察了D^1规范中信道模型3和信道模型4的情况，其中信道模型3是针对于中频和高频的USConso;rtimii模型，信道模型4是针对于高频的标准CCIR模型。我们使用的仿真参数在表3中给出，信道模型3和信道模型4的具体参数分别在表3和表4中给出表3:仿真参数<table><row><column>RobustnessMode</column><column>B</column></row><row><column>BandWidth</column><column>10K</column></row><row><column>CodingScheme</column><column>64QAM</column></row><row><column>CodeRate</column><column>0.6</column></row><row><column>ChannelModel</column><column>3and4<table>表4:信道3参数<table><row><column>-</column><column>Path1</column><column>Path2</column><column>Path3</column><column>Path4</column></row><row><column>Delay</column><column>0</column><column>0.7ms</column><column>1.5ms</column><column>2.2ms</column></row><row><column>PathGain</column><column>1</column><column>0.7</column><column>0,5</column><column>0.25</column></row><row><column>DopplerShift</column><column>0.1Hz</column><column>0.2Hz</column><column>0.5Hz</column><column>1.0Hz</column></row><row><column>DopplerSpread</column><column>0.1Hz</column><column>0.5Hz</column><column>1.0Hz</column><column>2.0Hz<table>表5:信道4参数<table><row><column>-</column><column>Path1</column><column>Path2</column></row><row><column>Delay</column><column>0</column><column>2ms</column></row><row><column>PathGain</column><column>1</column><column>1</column></row><row><column>DopplerShift</column><column>0</column><column>0</column></row><row><column>DopplerSpread</column><column>1Hz</column><column>1Hz<table>对信道模型3和信道模型4的仿真结果分别如图5和图6所示。从仿真结果可以看出，采用这种实时平滑信噪比估计的维纳插值方法的性能与理想信噪比估计(接收端确知信号功率与噪声功率)的情况下的性能非常接近，远远好于采用线性插值方法的系统性能，而且由于釆用了预先存储插值滤波器系数的方法，可以避免运算量很大的矩阵求逆运算，从而大大简化了接收机的实现复杂度。权利要求1.一种基于时域信噪比估计的维纳插值方法，包括步骤获得导频子载波处的信道频率响应；利用两个级联的插值滤波器得到数据子载波处的信道频率响应；利用存储的插值结果对接收到的数据子载波上的数据进行单抽头的频域均衡。2.根据权利要求l所述的方法，其特征在于所述两个级联的插值滤波器分别是时间方向上的和频率方向上的插值滤波器。3.根据权利要求l所述的方法，其特征在于所述两个插值滤波器的插值顺序先在时间方向上进行，然后在频率方向上进行。4.根据权利要求l所述的方法，其特征在于所述两个插值滤波器的插值顺序先在频率方向上进行，然后在时间方向进行。5.根据权利要求l所述的方法，其特征在于所述插值滤波器为下述之一线性插值器、三次样条插值器、基于DFT的插值器、以及维纳插值器。6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于如果使用维纳插值器，则在进行插值操作之前，必须获得维纳插值器的抽头系数。7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于获得维纳插值器的抽头系数是根据估计出来的信噪比对其系数进行实时的计算更新。8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于获得维纳插值器的抽头系数是根据一定的信道模型，预先计算不同信噪比下的维纳插值器的抽头系数并存储于接收端，根据估计得到的信噪比就可以选取相应系数的插值器完成插值。9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述估计信噪比包括步骤对导频子载波处的信道频率响应序列进行逆傅里叶变换，得到时域信道冲击响应的估计序列；分别计算信号能量与噪声能量，得到当前符号信噪比的估计值。10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于釆用不同的IIR滤波器对估计得到的信号功率和噪声功率进行滤波。全文摘要一种基于时域信噪比估计的维纳插值方法，包括步骤获得导频子载波处的信道频率响应；利用两个级联的插值滤波器得到数据子载波处的信道频率响应；利用存储的插值结果对接收到的数据子载波上的数据进行单抽头的频域均衡。采用本发明的实时平滑信噪比估计的维纳插值方法的性能与理想信噪比估计的情况下的性能非常接近，远远好于采用线性插值方法的系统性能，而且由于采用了预先存储插值滤波器系数的方法，可以避免运算量很大的矩阵求逆运算，从而大大简化了接收机的实现复杂度。文档编号H04L25/02GK101202721SQ200610165889公开日2008年6月18日申请日期2006年12月14日优先权日2006年12月14日发明者潘立军,魏立军申请人:北京三星通信技术研究有限公司;三星电子株式会社