专利名称：具有减少功耗的ofdm接收机及其方法
技术领域：
本发明涉及能够在接收无线信号时减少功耗的信号接收装置和方法。
背景技术：
作为一种减少接收无线信号的信号接收装置的功耗的方法，提出了一种只接收必要数据的方法(例如，JP-A 2001-69023(KOKAI))。使用该方法，当分时发送多个数据条目时，信号发送装置将与数据结构或将要发送的数据条目的位置相关的信息插入到帧头部中，信号接收装置可以在接收非必须数据条目的时刻停止接收操作，这样该方法能够减少功耗。
然而，该方法中的技术仅能在接收装置选择地接收从发送方发送的数据条目时的数据发送/接收中采用。例如，该技术不适合于全部发送的数据条目都需要接收的情况。
发明内容
根据本发明实施例，信号接收装置包括天线，用于接收包括OFDM符号的OFDM信号，第一转换单元，配置为变频由天线接收的OFDM信号，以及第二转换单元，配置为模数转换所述变频的OFDM信号；设置在OFDM符号的一个间隔时间内被调制的第一时段和在所述间隔时间内除了第一时段之外的第二时段；由第一转换单元变频天线接收的OFDM信号；由第二转换单元模数转换所述变频的OFDM信号；提供功率给第一时段中的第一和第二转换单元；以及停止提供功率给在第二时段中的第一转换单元的一部分和第二转换单元的一部分；以及解调在第一部分被变频和模数转换的所述OFDM符号。
图1是示出了根据第一实施例信号接收装置的配置的示例性框图； 图2是示出了根据第一实施例的符号同步单元配置的示例性框图； 图3是示出了根据第一实施例的符号同步方法的示例性视图； 图4是示出了根据第一实施例在一个OFDM信号的符号接收时段的示例性视图； 图5是解释了根据第一实施例的组成元件的瞬时响应的速度的示例性视图； 图6是示出了根据第一实施例电源控制方法的示例性视图； 图7是示出了根据第一实施例电源控制方法的示例性视图； 图8是示出了从OFDM符号的一部分解调原始信号的方法示例的示例性视图； 图9是示出了根据第一实施例的原始信号解调方法示例的示例性视图； 图10是示出了根据第一实施例设置信号接收时段的示例的示例性视图； 图11是示出了根据第一实施例设置信号接收时段的另一个示例的示例性视图； 图12是示出了根据第一实施例的模式切换方法的示例性视图； 图13是示出了第一实施例操作的示例性流程图； 图14是示出了根据第二实施例的信号接收装置配置的示例性框图； 图15是示出了根据第三实施例的信号接收装置的配置的示例性框图； 图16是示出了根据第四实施例的信号接收装置的配置的示例性框图；以及 图17是示出了根据第五实施例的信号接收装置配置的示例性框图。
具体实施例方式 下文中，将参考附图描述根据本发明实施例的信号接收装置。假设其上具有相同标记的单元在以下实施例中以相同方式操作，那么将省略重复的描述。
(第一实施例) 将解释本发明第一实施例中的信号接收装置。根据第一实施例的接收装置具有“连续接收模式”和“间歇接收模式”。在“连续接收模式”中，接收装置连续接收无线信号以解调；然而在“间歇接收模式”中，接收装置间歇地接收，以在接收到信号的时间段中从信号解调原始信号。然后，在不接收信号的时间段中，接收装置停止提供给接收装置部分的电源以减少功耗。由时段设置单元5(参考图1)执行“连续接收模式”和“间歇接收模式”之间的切换。稍后将说明时段设置单元5的模式切换操作和每种模式中每个单元操作细节。
图1是示出了根据第一实施的信号接收装置配置的框图。下文中，将参考图1解释根据第一实施例的信号接收装置的配置和操作。
变频单元2将天线1接收的OFDM信号转换为中频(IF)信号或基带信号，接下来，模数(A/D)转换单元3将转换的模拟信号转换为数字信号。
在“连续接收模式”中，由A/D转换单元3转换的数字信号经开关4输入符号同步单元50。同步单元50同步OFDM符号以生成符号同步信号。
图2示出了同步单元50的配置。同步单元50使用至少在一个OFDM符号间隔时间接收的信号生成符号同步信号。也就是，延迟单元20延迟有效符号时间段的接收信号，相关计算单元21计算接收信号和延迟信号之间的相关值。使用如下一个时间段的信号在每个时间点计算每个相关值，该时间段是从所述时间点到先于该时间点一个所述OFDM信号的保护间隔(GI)长度时间段的过去时间点。
这里，OFDM符号包括GI(图3中“X”段)和具有与包括在其中的GI相同数据的段(图3中“Y”段)。因此，接收信号和延迟信号之间的相关值包括如图3示出的周期峰值。通过峰值检测单元22检测峰值，接收装置可以识别每个OFDM信号的头部位置。峰值检测单元22使用检测的峰值生成符号同步信号。在“连续接收模式”中执行上述符号同步，但在“间歇接收模式”中不执行。
如图4中示出的，时段设置单元5基于同步单元50生成的符号同步信号，设置在OFDM符号(或OFDM符号段)的间隔时间要接收的段“A”。段A的段长“L”设置为不小于一个OFDM符号段的1/2(除了GI段)。这是因为以下描述的信号解调处理使用有效符号长度的1/2段中的信号来解调OFDM信号。稍后将描述时段设置方法。
时段设置单元5也执行连续接收OFDM信号的“连续接收模式”和间歇接收OFDM信号的“间歇接收模式”之间的切换。
在“连续接收模式”中，功率控制单元6总是设置变频单元2和A/D转换单元3为开(提供电源的状态)。然后开关4关闭，同步单元50连续更新符号同步，时段设置单元5连续更新段“A”的设置。
此刻，开关7连接到FFT单元8的一侧。也就是，来自A/D转换单元3的信号输出被输入到FFT单元8，FFT单元8将有效符号段内的信号转换为频域信号。来自FFT单元8的信号输出接下来输入到复分(complex division unit)9。复分单元9在输入信号上使用信道估计值执行一抽头(one tap)均衡处理。在判定单元10的比特判定处理之后，维特比(viterbi)解码单元11执行误差校正处理以解调原始信号。
另一方面，在“间歇接收模式”，(a)在段A“中，功率控制单元6设置到变频单元2和A/D转换单元3的电源(或功率控制单元6提供功率到变频单元2和A/D转换单元3)以接收OFDM信号；然而，(b)在除了段”A“的其它段，功率控制单元设置到变频单元2和A/D转换单元3的至少一部分的电源为关闭以停止接收OFDM信号。
通常，如图5所示，处理的信号的频率较高，其中信号所被处理的设备的瞬时响应较快，这样电源为“关”的时间周期变得更长。例如，低噪声放大器(LNA)500和用于RF带的混频器501的瞬时响应较快，基带的放大器503的瞬时响应较低。因此，例如，功率控制单元6仅在段“A”提供功率到包含在变频单元2中的LNA，以及在除了段“A”的其它段，功率控制单元6停止对其提供功率。不考虑时段设置单元5所设置的段，保持到除了LAN之外的设备(放大器等)的恒定电源，可以减少LNA的功耗，并且可以阻止信号接收装置的操作由于伴随电源切换的瞬时响应延迟而变得不稳定。
因为偏置电路的瞬时响应慢(几百μ秒数量级)，功率可以恒定地提供到变频单元2和A/D转换单元的偏置电路以及除了段“A”以外的其它段，到其中每个晶体管电路的电源可以被停止。这种情况下，如图6所示，优选地通过控制开关偏置电路和晶体管电路之间连接的所述开关来切换到晶体管电路的电源开和关。
接收装置然后减少来自段“A”接收的OFDM信号的副载波之间的干扰，以解调原始信号。
考虑模拟单元(变频单元2和A/D转换单元3等)的瞬时响应属性时，优选地通过功率控制单元6的电源控制转换在早于段“A”开始的时刻执行，如图7所示。当接收装置的电源打开时，接收装置自动测量模拟单元的瞬时响应属性，并基于测量的瞬时响应属性设置打开其电源的时刻。
在“间歇接收模式”，释放开关4，不执行符号同步单元50中的符号同步和时段设置单元5中的段设置。
这里，使用OFDM符号的一部分来解调原始信号，例如，在文献“Examination of adaptive equalization method using filtering formultipath delay exceeding guard interval in OFDM”(Kasami，et al.，2005，Electronic Information Communication Conference SocietyCongress，B-5-71)中描述的方法是可用的。然而，在给出文献描述的方法中，如图8所示，假设传输环境中延迟波超过在前的波的保护间隔。并且该方法不同于本发明第一实施例之处在于，该方法利用段进行均衡化，其中来自先前符号的由于延迟波的干扰没有出现在所述有效符号段内。
下文中，将简要解释解调来自相应于OFDM符号段的一部分的信号的OFDM符号的方法。
开关7a连接到滤波器组12的一侧。滤波器组12从段“A”中提取有效符号长度的1/2长度的段，并变频包括在该提取的段中的信号。接下来，最大似然值估计单元13生成多个复本，每一个从滤波器组12输出，来自信道估计值、滤波器组12的频率特征和副载波的调制信号的候选者。估计单元13选择，来自滤波器组12的每个输出、最小化所述输出和复本之间误差的复本。此外，从选择的复本中，估计单元13选择用于副载波的调制信号。当估计单元13选择副载波的调制信号时，判定单元14执行比特判定处理，以及维特比解码单元11执行误差校正处理以解调原始信号。
上述情况中，滤波器组12仅从段“A”中提取一段，并变频包含在其中的信号；然而，本发明并不限制于此，如图9所示，在交错时刻(τ1，τ2，...，τk)，滤波器组12可以从段“A”中提取有效符号长度的1/2长度的多个段。估计单元13计算每个提取的部分、滤波器组12的输出和每个复本之间的误差，以选择所述多个复本中的一个复本，以便最小化误差的平均值。
如上所示，在“间歇接收模式中”，通过解调来自作为OFDM信号的一部分的段“A”的原始信号、以及通过停止除了段“A”以外的段中的信号的接收操作，对于接收装置来说在除了段“A”以外的段减少功耗是可能的。这里，因为在变频单元2和A/D转换单元3的功耗大约是处理数字信号的每个其它单元功耗的10倍，其总计几乎为接收装置全部功耗的所有部分，接收装置可以通过执行这样的间歇接收操作而动态地减少其功耗。
接下来，将参考图10解释时段设置单元5的时段设置方法。
时段设置单元5设置OFDM符号段中的段“A”，段“A”的长度为“L”，段“A”包括除了GI段外的OFDM符号段的中点，基于符号同步信号。例如，如图10所示，时段设置单元5设置段“A”除了GI段具有在OFDM符号段中间的中心，并且包括围绕中心的“L/2”长度的两段。类似的，通过在除了GI的OFDM符号段的中央部分定位段“A”，即使符号同步一旦建立后传输环境中的变化导致符号同步中的同步偏离，OFDM符号几乎不会受到在OFDM符号之前或之后传输的符号的影响。因此，接收装置变得能够避免由同步偏离引起的符号间干扰。
图11是示出了时段设置单元5的另一种时段设置方法的视图。
在图11所示的示例中，时段设置单元5在OFDM符号段中设置段“A”，段“A”的中间点等同于包括了GI段的OFDM符号段的中间点，并且段“A”包括围绕段“A”的中间点的L/2长度的段。通过以这种方式设置，时段设置单元5能够具体避免在具有延迟波的短暂延迟时间的传输环境中的OFDM符号之后传输的符号导致的干扰发生。
接着，将解释在时段设置单元5的模式切换方法。
时段设置单元5在每个给定的时间周期“T”在“间歇接收模式”和“连续接收模式”之间切换。如上所述，在“连续接收模式”，符号同步单元50执行符号同步。因此，即使由于传输环境的变化等符号同步偏离，同步单元50也能够通过在“连续接收模式”和“间歇接收模式”之间周期切换来执行“连续接收模式”中的周期符号同步。建议在“连续接收模式”和“间歇接收模式”之间切换的时间“T”被设置为大值，这是因为“间歇接收模式”中的功耗减少的实施可以持续很长时间。
优选地，时段设置单元5设置在“间歇接收模式”和“连续接收模式”之间切换的时间“T”，并且基于质量测量单元15测量的接收OFDM信号的质量，设置用于在“间歇接收模式”接收信号的段“A”的段长度。下文中，将描述质量测量单元15的操作和基于测量单元15测量的质量信息的设置单元5的操作。
测量单元15测量接收的OFDM信号的质量以获取质量信息，并发送质量信息到设置单元5。这里，接收功率和解调信号的误差值幅度(EVM)、以及最大似然值估计的似然值等作为信号质量使用。从质量测量单元15发送的质量信息输入到时段设置单元5并且反映用于模式切换的时间“T”。更具体的，如果从质量测量单元15输入的信号质量低，用于模式切换的时间“T”设置为小值，并且“连续接收模式”中的符号同步频繁重复，以避免信号质量的恶化。如果信号质量低，段长度“L”可以设置为大值。从而，减少OFDM副载波之间干扰的能力变高，这样可以实现信号质量的改进。
在描述的实施例中，解释在除了段“A”外的其它段中暂停到变频单元2和A/D转换单元3供电的情况，此外，通过在解调处理完成后暂停供电，甚至可能在处理数字信号的单元(例如、滤波器组12、最大似然值估计单元13等)中减少功耗。
最后，参考图13解释涉及第一实施例的信号接收装置的操作流程。
时段设置单元5设置“连续接收模式”和“间歇接收模式”(步骤S101)。在起始信号接收阶段，首先需要符号同步，这样时段设置单元5设置模式为“连续接收模式”。
当模式设置为“连续接收模式”时，天线1接收OFDM信号(步骤S102)，天线1发送接收的信号到变频单元2和A/D转换单元3。在“连续接收模式”，当功率控制单元6提供功率到变频单元2和A/D转换单元3时，接收的信号被变频(步骤S103)和数字化(模数(A/D)转换)(步骤S104)。
利用FFT单元8、复分单元9、判定单元10和维特比解码单元11将通过A/D转换单元3数字化(A/D转换的)的信号解调为原始信号(步骤S105)。
A/D转换单元3数字化的信号也被分别发送到符号同步单元50以被符号同步化(步骤S106)。设置单元5基于符号同步化的信号设置用于在“间歇接收模式”中接收信号的段“A”(步骤S107)。
当预定时间周期过去后，时段设置单元5从“连续接收模式”切换模式到“间歇接收模式”(步骤S101)。
在“间歇接收模式”，功率控制单元6控制到变频单元2和A/D转换单元3的电源。也就是，在接收信号的段“A”，功率控制单元6提供功率到变频单元2和A/D转换单元3，以对通过天线1接收的信号执行变频(步骤S109a)和模数(A/D)转换(步骤S108)。相反，在停止接收信号的段(处了段“A”外的其它段)，功率控制单元6停止或暂停提供到变频单元2和A/D转换单元3的电源(步骤S109c)。
使用在段“A”接收的信号，通过滤波器组12、最大似然值估计单元13、判定单元14和维特比解码单元11执行“间歇接收模式”中的信号解调(步骤S110)。
此外，当预定时间周期过去后，段设置部分5从“间隙接收模式”切换模式到“连续接收模式”以重复上述操作。
这是涉及本发明第一实施例的信号接收装置操作的流程。
该信号接收装置也可以通过利用例如通用计算机设备作为基本硬件实现。时段设置单元5、功率控制单元6、FFT单元8、复分单元9、判定单元10和14、维特比编码单元11、滤波器组12、最大似然值估计单元13、质量测量单元15和符号同步单元50可以通过使安装在计算机设备上的处理器运行程序来实现。此时，接收装置可以通过预先在计算机设备中安装程序或通过在记录媒体上记录程序诸如CD-ROM或经网络分发程序到适合安装它的计算机设备来实现。
根据上述实施例，信号接收装置可以通过接收相应于OFDM符号段的一部分的正交频分复用(OFDM)信号来解调原始符号、以及通过在OFDM信号没有被接收的段停止接收信号，来减少功耗。
(第二实施例) 以下将解释涉及本发明第二实施例的信号接收装置。
图14是示出了涉及第二实施例的接收装置配置的框图。第二实施例不同于第一实施例之处在于复本减去单元16和维特比编码单元17。
在“间歇接收模式”中，复本减去单元16从来自滤波器组12的输出中减去剩余复本成分，该剩余复本成分通过从利用最大似然估计单元13从滤波器组12的每个输出选择的复本中移除相应于要解调的目标的副载波的成分而获得。从而，生成其中减少OFDM副载波之间干扰的软判断值。软判断值输入到维特比解码单元17，然后维特比解码单元17执行软判定维特比编码处理。
因为第二实施例的接收装置执行软判定维特比解码处理，接收装置根据噪声效应计算维特比解码的路径量度。因此，改进了接收装置的信号接收性能。
(第三实施例) 将解释关于本发明第三实施例的信号接收装置。
图15是示出了有关第三实施例接收装置配置的框图。该第三实施例不同于第一实施例之处在于最小误差检测单元18和维特比解码单元19。
在“间歇接收模式”中，最小误差检测单元18从最大似然值估计单元13计算的误差中，为将要解调的副载波的调制信号的每个候选者检测一个最小误差。从而生成调制信号的每个候选者的度量。该度量输入到维特比解码单元19，然后维特比解码单元19通过考虑似然值来执行维特比解码处理。
就这样，因此第三实施例的接收装置执行考虑似然值的维特比解码处理，接收装置在计算维特比解码的路径度量时降低了具有较低可信性的数据的影响，并且改进信号接收性能。
(第四实施例) 将解释第四实施例的信号接收装置。
图16是示出有关第四实施例的接收装置配置的框图。第四实施例不同于第一实施例之处在于线性转换单元30和判定单元31。
在“间歇接收模式”中，时段设置单元5设置的段“A”中的接收信号被输入到线性单元30，然后线性转换单元30执行线性转换处理。下文中，将示出线性转换处理的示例。
如果有效符号长度设置为N，并且数据副载波的数目设置为M，通过表达式(1)给出相应于OFDM信号的有效符号段中段“A”(段长“L”)的传输信号s(n)(n＝0，1...，L-1)。这里，段长“L”设置为满足N＞L≥M。
其中x(k)指示IQ星座上映射点，相应于没有被分配数据的副载波(k＝M，M+1，...N-1)的x(k)由x(k)＝0表达。
通过下式给出表达式(1)的矩阵表达 S＝A·K (2) 这里，涉及第四实施例的线性转换的线性矩阵通过表达式(3)给出 B＝((A·E{X·XH}·AH+pnI)-1·A·E{X·XH})H(3) 表达式(3)中，H是复共轭转置，E{·}是期望值，I是单元矩阵。Pn是假设噪声功率。
其中如果假设x(0)，x(1)，...，x(M-1)彼此之间没有相关性，传输信号的平均功率为Ps，获得表达式(4)。
B＝((psA·AH+pnI)-1psA)H (4) 此外，如果假设Ps＝1，Pn＝0，获得表达式(5) B＝((A·AH)-1·A)H(5) 这里通过使用线性矩阵B，由线性转换单元30执行的线性转换如表达式(6)给出，这里y(n)(n＝0，1，...，L-1)是相应于发射信号s(n)的接收信号，x′(n)(n＝0，1，...，M-1)是相应于发射侧上副载波解调信号x(n)的估计值。
以这种方式，线性转换单元30执行由表达式(6)给出的线性转换处理，并且线性转换的信号被输入到判定单元31。
判定单元31执行比特判定处理，比特判定处理后信号被输入维特比解码单元11以被解码。
如此方式，涉及第四实施例的接收装置线性转换接收信号以将其解调。然后，接收装置使用在段“A”接收的信号执行相应于通常FFT处理的处理，并提取接收信号的频率分量。结果，接收装置可以减少解调的计算量。
(第五实施例) 将描述涉及第五实施例的信号接收装置。
图17是示出第五实施例的信号接收装置配置的框图。第五实施例不同于第一实施例之处在于功率控制单元40、天线41、变频单元42、模数(A/D)转换单元43和调制/解调单元44，也就是用于相对于其它通信系统发送/接收信号。
在第五实施例中，在“间歇接收模式”中，在除了段“A”的其它段中，接收装置与其它无线通信系统发送或接收数据。也就是，在除了段“A”的其它段，天线41和变频单元42设置为发送到其它无线通信系统、或从其它无线通信系统接收的OFDM信号副载波的频带。在处了段“A”的其它段，当接收装置接收从其它无线通信系统发送的OFDM信号时，为天线41设置的频带中的信号被接收。接收的信号通过变频单元42和A/D转换单元3经开关7a发送到调制/解调单元44。相反，当接收装置在除了段“A”的其它段向其它无线通信系统发送OFDM信号时，从调制/解调单元44输出的信号被通过D/A转换单元43转换为模拟信号，并且经变频单元42的变频将从天线41发送。
功率控制单元40，当接收装置在除了段“A”外的其它段发送数据到其它无线通信系统、或从其接收数据时，继续提供功率到变频单元42和A/D转换单元3。另一方面，当接收装置不在除了段“A”外的其它段发送数据到其它无线通信系统、或从其它无线通信系统接收数据时，接收装置停止提供功率到变频单元42和A/D转换单元3，以减少功耗。
根据涉及第五实施例的接收装置，由于天线41，变频单元42和A/D转换单元3可以被不同系统共享，可以减少功耗并且可以以低成本完成一个无线通信系统。
权利要求
1. 一种信号接收装置，包括
天线，其接收包括OFDM符号的正交频分复用(OFDM)信号；
时段设置单元，被配置为设置在所述OFDM符号的间隔时间中要被调制的第一时段、和所述间隔时间中除了第一时段之外其它的第二时段；
第一转换单元，配置为变频由所述天线接收的所述OFDM信号；
第二转换单元，配置为模数转换所述变频的OFDM信号；
第一解调单元，配置为解调被包含在所述变频的、模数转换的OFDM信号中的所述OFDM符号；以及
电源单元，配置为在所述第一时段提供功率到的第一和第二转换单元，以及在所述第二时段不提供功率到所述第一转换单元的一部分和所述第二转换单元的一部分。
2. 根据权利要求1的装置，其中所述第一时段包括除了保护间隔外的所述OFDM符号的间隔时间的中点，以及第一时段的长度被预先确定。
3. 根据权利要求1的装置，其中所述第一时段的中点与除了保护间隔外的所述OFDM符号的间隔时间的中点相同。
4. 根据权利要求1的装置，其中所述第一时段的中点与所述OFDM符号的间隔时间的中点相同，以及第一时段的长度被预先确定。
5. 根据权利要求2的装置，其中所述第一时段的长度不少于除了保护间隔外的所述OFDM符号的间隔时间的1/2。
6. 根据权利要求1的装置，其中
所述电源单元具有恒定提供功率到第一和第二转换单元的第一模式，和在第一时段中提供功率到第一和第二转换单元、以及在第二时段停止提供功率到第一转换单元的所述部分和第二转换单元的所述部分的第二模式，以及在第一模式和第二模式之间切换；以及
第一解调单元，当电源单元在第一模式时解调整个所述OFDM符号，以及当电源单元在第二模式时在第一时段中解调所述OFDM符号。
7. 根据权利要求6的装置，其中所述电源单元在第一模式和第二模式之间周期地切换。
8. 根据权利要求6的装置，进一步包括
符号同步单元，当所述电源单元处于第一模式时，其同步被包含在由所述天线接收的接收OFDM信号中的OFDM符号。
9. 根据权利要求1的装置，进一步包括
测量单元，配置为测量由天线接收的OFDM信号的质量；以及其中
时段设置单元响应于所述测量单元测量的OFDM信号的质量来确定所述第一时段的长度。
10. 根据权利要求7的装置，进一步包括
测量单元，配置为测量由所述天线接收的OFDM信号的质量；
以及其中
所述电源单元响应于所述测量单元测量的OFDM信号的质量来确定从第一模式和第二模式之一切换到另一个的周期。
11. 根据权利要求1的装置，其中
第一解调单元包括
滤波器组单元，配置为变频被模数转换的并对应于包含在第一时段中的第三时段的OFDM信号，所述第三时段的长度被预先确定，以获得多个滤波器组输出；
生成单元，被配置为从信道估计值、滤波器组的频率特征、和副载波的调制信号的候选者，生成每个滤波器组输出的多个复本；
第一选择单元，配置为选择每个滤波器组输出的复本之一，其中所述复本之一和所述滤波器组输出之间的误差最小，以获得每一个滤波器组输出的每个选择的复本；
第二选择单元，配置为从所述复本中选择副载波的调制信号，每个复本选自每一个滤波器组输出；以及
所述第一调制单元通过使用选择的调制信号来解调所述OFDM符号。
12. 根据权利要求11的装置，其中
所述滤波器组从第一时段提取多个第三时段，以获得每个第三时段的滤波器组输出；以及
所述第一选择单元选择所述复本之一，在所述复本之一和每个第三时段的滤波器组输出之间计算的各自误差的平均值最小。
13. 根据权利要求1的装置，其中
所述第一解调单元包括
滤波器组单元，配置为变频所述模数转换的并对应于包含在第一时段中的第三时段的OFDM信号，第三时段长度预先确定，以获得多个滤波器组输出；
生成单元，配置为从信道估计值、滤波器组的频率特征、和副载波的调制信号的候选者，对每个滤波器组输出生成多个复本；
选择单元，配置为每个滤波器组选择所述复本之一，所述复本之一和所述滤波器组输出之间的误差最小；
生成单元，配置为通过从每个滤波器组输出中减去一个剩余复本成分，生成对应于每个滤波器组输出的软判决值，所述剩余复本成分是通过从每个滤波器组输出选择的所述复本之一移除相应于要被解调的目标的副载波的成分而得到的，以获得分别对应于所述滤波器组输出的多个软判决值；以及
第一调制单元，使用所述软判决值来解调所述OFDM符号。
14. 根据权利要求1的装置，其中
所述第一解调单元包括
滤波器组，配置为变频所述模数转换的及对应于包括在第一时段中的第三时段的OFDM信号，所述第三时段长度被预先确定，以获得多个滤波器组输出；
生成单元，配置为从信道估计值、滤波器组的频率特征和副载波的调制信号的候选者，对每个滤波器组输出生成多个复本；
计算单元，配置为对每个滤波器组，计算每个所述复本和滤波器组输出之间的误差，以获得对应于各个复本的多个误差；
检测单元，配置为所述从误差中检测对应于要被调制的副载波的调制信号的候选者的最小误差；以及
第一调制单元，使用所述最小误差解调OFDM符号。
15. 根据权利要求1的装置，进一步包括
第二调制单元，配置为解调包含在另一个OFDM信号中的OFDM符号，所述另一个OFDM信号的副载波频率不同于包含已经被第一解调单元解调的OFDM符号的所述OFDM信号的副载波频率；
其中
当所述第二解调单元解调所述另一个OFDM符号时，电源单元在第二时段中提供功率到第一和第二转换单元；
所述第一转换单元变频在所述第二时段接收的所述另一个OFDM信号，以及
所述第二转换单元模数转换在所述第二时段被接收和被变频的所述另一个OFDM信号。
16. 根据权利要求11的装置，进一步包括
调制单元，配置为调制OFDM信号；以及
第三转换单元，配置为数模转换所述调制的OFDM信号；其中
当所述调制的和数模转换的OFDM信号被发送时，所述功率控制单元在第二时段提供功率到第一转换单元；
所述第一转换单元变频所述调制的和数模转换的OFDM信号，
以及
所述天线发送所述被调制的、数模转换和变频的OFDM信号。
17. 根据权利要求1的装置，其中
所述电源单元提供功率到被包含在第一转换单元中的偏置电路，并在第二时段中停止提供功率到被包含在第一转换单元中的晶体管电路。
18. 根据权利要求1的装置，其中
所述电源单元提供功率到被包含在第一转换单元的低噪声放大器(LNA)的偏置电路，并在第二时段停止提供功率到所述LNA的晶体管电路。
19. 一种应用到信号接收装置的正交频分复用(OFDM)信号接收方法，所述装置包括
天线，接收包括OFDM符号的OFDM信号；
第一转换单元，配置为变频所述天线接收的OFDM信号；以及
第二转换单元，配置为模数转换所述变频的OFDM信号，
该方法包括
设置在OFDM符号的间隔时间中将被调制的第一时段以及在所述间隔时间中除了第一时段外的第二时段；
由第一转换单元变频所述天线接收的OFDM信号；
由第二转换单元模数转换所述变频的OFDM信号；
在第一时段提供功率到第一和第二转换单元；
在第二时段停止提供功率到第一转换单元的一部分和第二转换单元的一部分；以及
解调在第一时段的、被变频和模数转换的所述OFDM符号。
全文摘要
一种信号接收装置包括天线(1)，接收包括OFDM符号的OFDM信号，第一转换单元(2)，配置为变频所述天线接收的OFDM信号，第二转换单元(3)，配置为模数转换所述变频的OFDM信号，时段设置单元(5)，配置为在OFDM符号周期内间隔时间中设置第一时段、和在所述OFDM符号周期中除了第一时段外的第二时段，以及功率控制单元(6)，配置为在第一时段期间提供功率到第一和第二转换单元(2，3)、以及在第二时段期间停止提供功率到第一转换单元的一部分和第二转换单元的一部分。
文档编号H04B1/16GK101268619SQ20068000085
公开日2008年9月17日 申请日期2006年9月15日 优先权日2006年2月16日
发明者笠见英男 申请人:株式会社东芝