用于ofdm通信系统的码元时间跟踪的制作方法

专利名称：用于ofdm通信系统的码元时间跟踪的制作方法
根据35U.S.C.§119的优先权申明
该申请要求2005年3月10日提交的美国临时申请序列号60/660,717的权益并且是该临时申请的非临时申请，其被转让给在此的转让人，并因此为了所有目的整体上通过引用而被明确地结合于此。
背景 本发明一般地涉及数据或话音通信，且更具体地涉及通信系统中的同步。
正交频分复用(OFDM)是一种将整个系统带宽有效地划分成多个(N个)正交频率子带的多载波调制技术。这些子带也称为音调(tone)、子载波、容器(bin)及频道。借助于OFDM，每个子带与可能调制有数据、导频、或者开销信息的相应子载波相关联。
在OFDM系统中，发射机处理数据以获得调制码元，并进一步对调制码元执行处理以生成OFDM码元。然后发射机调节OFDM码元并通过通信信道发送OFDM码元。该OFDM系统可以利用一种传输结构，借此数据在帧中传输，每帧具有特定的持续时间。不同类型的数据(例如通信量/分组数据、开销/控制数据、导频等等)可以在每个帧的不同部分中被发送。术语“导频”一般地指由发射机和接收机双方预先知道的数据和/或传输。
接收机典型地需要获得精确的帧和OFDM码元定时，以便正确地恢复由发射机发送的数据。例如，为了正确地恢复每个帧中发送的不同类型的数据，接收机可能需要知道每个帧的开始。接收机常常不知道每个OFDM码元由发射机发送的时间，也不知道由通信信道引入的传播延迟。为了对接收的OFDM码元正确地执行互补OFDM解调，接收机应当需要确定通过通信信道接收的每个OFDM码元的定时。
同步指由接收机执行的、以获得帧和OFDM码元定时的过程。接收机也可以执行其它的任务，诸如频率误差估计和信道估计。同步可发生在不同的时间，以改进定时和校正信道中的变化。因为在信道中突然的变化是不太可能的，无线系统可以使它们的定时相干地变化。
常常信道经历变化的延迟和多径。信号的不同反射或路径可能在不同时间到达接收机并具有不同的大小。衰落影响接收到的信号的大小。延迟扩展是第一个到达路径(FAP)和最后到达路径(LAP)之间的差。LAP可能不是接收到的最后一次实际反射，但却是满足某个时间延迟限制和/或大小标准的最后一次反射。如果能够正确地估计FAP和LAP两者，并因此调节OFDM码元定时，那么大多数接收到的信号反射可以被建设性地用于数据解调。
概述 一方面，本公开提供一种用于表征通信信道的方法。穿越信道分布图(profile)移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量聚集成累积的能量曲线。确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值。定义相对于累积的能量曲线的频带。利用在累积的能量曲线中的区域的第二端附近发现的后沿来检测第一到达路径(FAP)。检测在累积的能量曲线中的区域的第一端附近发现的前沿。利用该前沿确定最后到达路径(LAP)。该频带定义在该频带内的最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域。
一方面，本公开提供一种用于表征通信信道的接收机。该接收机包括用于穿越信道分布图(profile)移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线的装置；用于确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值的装置；用于定义相对于累积的能量曲线的频带的装置；用于利用在累积的能量曲线中的区域的第二端附近发现的后沿来检测FAP的装置；用于检测在累积的能量曲线的区域的第一端附近发现的前沿的装置；以及用于利用该前沿确定LAP的装置。该频带定义在该频带内的最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域。
一方面，本公开提供一种用于表征通信信道的通信设备。该通信设备包括耦合在一起的处理器和存储器。该处理器被配置来穿越信道分布图(profile)移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线；确定在累积的能量曲线上的最大值的峰值；定义相对于累积的能量曲线的频带；利用在累积的能量曲线中的区域的第二端附近发现的后沿来检测第一到达路径(FAP)；检测在累积的能量曲线中的区域的第一端附近发现的前沿；以及利用该前沿确定最后到达路径(LAP)。该频带定义在该频带内的最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域。
从在下文中提供的详细描述中本发明的进一步的适用范围将变得明显。应当理解，详细的描述和具体的实例，虽然指示了各种实施例，但意在仅为了举例说明而不是意在对本公开的范围的必要限制。
附图简述 结合附图描述本公开

图1是在正交频分复用(OFDM)系统中的基站和无线接收机的实施例的方框图； 图2A、2B和2C是具有递增详细级别的超帧结构的实施例的方框图； 图3是OFDM调制器的实施例的方框图； 图4是同步和信道估计单元的实施例的方框图； 图5是OFDM码元定时检测器和信道估计器的实施例的方框图； 图6是码元定时检测器的实施例的方框图； 图7是时间滤波器单元的实施例的方框图； 图8是具有TDM和FDM导频两者的导频传输方案的实施例的图表； 图9A、9B和9C是表示用于具有不同延迟扩展的OFDM码元的三个接收信号路径的实施例的方框图； 图10A和10B是处理信道分布图以确定累积的能量曲线的图表； 图11是表示在结果信道抽头能量上的定时漂移效应的实施例的图表； 图12是表示用于可设计的信道布置的搜索窗的实施例的图表； 图13是接收机的一部分的实施例的方框图；以及 图14是用于表征通信信道的方法的流程框图。
在附图中，相似的部件和/或特征可能具有相同的参考标注。
详细描述 确保的描述仅提供优选的示例性实施例，并不意在限制本发明的范围、应用性或者配置。相反地，对优选的示例性实施例的描述将向那些本领域技术人员提供用于实现本发明的优选的示例性实施例的描述。应当理解可以在元件的功能和安排上进行各种不同的变化，而不脱离如附随的权利要求阐述的本发明的精神和范围。
在下列描述中给出具体细节，以提供对实施例的全面理解。然而，本领域普通技术人员将会理解在没有这些具体详细的描述的条件下实施例是可以实现的。例如，为了不会在不必要的细节中使实施例不清楚，电路可能以方框图的方式来示出。在其它情况下，可以在没有不必要的细节的条件下示出已知的电路、过程、算法、结构和技术，以避免使得实施例不清楚。
同样，注意到实施例可以被描述为过程，过程被描述为流程框图、流程图、数据流程图、结构框图、或者方框图。尽管流程框图可以以顺序过程描述操作，但是许多操作可以并行地或者同时执行。另外，操作的顺序可以重新安排。当过程的操作完成时该过程终止，但是过程可以具有没有包括在图中的额外的步骤。过程可以对应于种方法、一函数、程序、子例程、子程序等。当过程对应于函数时，其终止对应于该函数返回到调用函数或者主函数。
而且，如在此描述的，术语“存储介质”可以代表用于存储数据的一个或者多个设备，包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、磁RAM、磁心存储器、磁盘存储介质、光存储介质、闪存设备和/或其它用于存储信息的机器可读介质。术语“机器可读介质”包括但是不限于便携的或固定的存储设备、光存储设备、无线信道和各种能够存储、包含或者承载指令和/或数据的其它介质。
此外，实施例可以由硬件、软件、固件、中间件、微码、硬件描述语言、或它们的任何组合来实现。当由软件、固件、中间件或微码实现时，执行必要任务的程序码或码段可以被保存在诸如存储介质的机器可读介质中。处理器可以执行必要的任务。码段或者机器可执行指令可以代表过程、函数、子程序、程序、例程、子例程、模块、软件包、类、或者指令、数据结构或程序语句的任何组合。码段可以通过传递和/或接收信息、数据、自变量、参数或者存储器内容被连接到另一个码段或者硬件电路。信息、自变量、参数、数据等可以通过任何适当的手段，包括存储器共享、消息传递、令牌传递、网络传输等被传递、转发、或者发送。
在此描述的同步技术可以用于各种多载波系统、用于下行链路以及上行链路和用于广播系统。下行链路(或前向链路)指从基站到无线接收机的通信链路，上行链路(或反向链路)指从无线接收机到基站的通信链路。为了清楚起见，这些技术在下面被描述为针对正交频分复用(OFDM)或正交频分多址(OFDMA)系统中的下行链路。导频检测结构很好地适合于广播系统，但是也可以用于非广播系统。在广播拓扑中，前向链路化将由单个基站发送并由若干无线接收机接收。在一个实施例中，前向链路可以使一些信道专门用于单个无线接收机、多个无线接收机的子集或者所有无线接收机。
揭示了一种在OFDM系统中初始捕获之后用于定时同步的改进的方法和系统。精细定时捕获(Fine timing acquisition，FTA)可能优于在该公开中描述的数据模式时间跟踪(data mode time tracking，DMTT)的性能。基于时分复用(TDM)导频1处理的初始时间捕获的结果是一个粗略的定时估计。该粗略的定时估计提供有关超帧的开始的信息，并给出TDM导频2的开始的粗略估计。借助于利用TDM导频2结构的进一步的定时估计，接收机估计随后的OFDM码元的更加精确的开始位置。该步骤被称为FTA。
一旦做了FTA，在DMTT模式中正在进行的定时校正保持接收机同步，即使信道可能暂时衰落、经历宽范围的延迟扩展、经历新出现的能量聚集或者其它问题。DMTT可以使用TDM或频分复用(FDM)导频，但是下面的描述主要涉及FDM导频，尽管可适用于TDM导频。同步不仅仅涉及为信道检测第一到达路径(FAP)，而且还包括寻找用于FFT收集窗的最佳位置以从信道中捕获最有用的能量。在一个实施例中，该过程被设计来成功地处理具有高达768码片(chip)延迟扩展的1024个样本的信道估计。
在一个实施例中，DMTT校正取决于FAP位置以及估计的信道延迟扩展D。时间跟踪器单元首先找到最大累积能量出现的位置TM，并且存储该最大值EM。接下来，检查到TM的左边和右边的累积能量曲线以定位该累积能量下降到低于值(1-b)EM的位置，对于某个预定的小于1的值b。换句话说，在累积能量曲线中的平坦区域的前沿和后沿被定义在检测窗上的累积能量离开其最大值几个百分点(如5％或3％)的位置。该百分比定义在该累积能量曲线的最大值周围的一个带。进入该带定义了在该带中的平坦部分的前沿TL，而离开该带定义了该带中平坦部分的后沿TT。该后沿与FAP的位置一致，而前沿等于最后到达路径(LAP)减去NW。前沿与后沿之间的差等于NW减去延迟扩展D。因此，延迟扩展可以被计算为D＝NW-TT-TL。一旦已经计算了FAP、LAP或D中的至少两个，则DMTT连同FFT收集窗的布局一起被执行。
首先参考图1，示出了在OFDM系统100中的基站110和无线接收机150的实施例的方框图。基站110通常是固定站，且也可以被称为基站收发机系统(BTS)、接入点或者某个其它术语。无线接收机150可以是固定的或移动的，且也可被称为用户终端、移动站或某个其它术语。无线接收机150也可以是便携单元，诸如蜂窝电话、手持设备、无线模块、个人数字助理(PDA)、电视接收机等等。
在基站110，TX数据和导频处理器120接收不同类型的数据(例如通信量/分组数据和开销/控制数据)并处理(例如编码、交织和映射调制码元)接收到的数据以生成数据码元。如在此使用的，“数据码元”是针对数据的调制码元，“导频码元”是针对导频的调制码元，调制码元是针对调制方案(例如M-PSK，M-QAM等)在信号星座中的点的复数值。导频处理器120也处理导频数据以生成导频码元并将数据和导频码元提供给OFDM调制器130。
如下所述，OFDM调制器130多路复用数据和导频码元到适当的子带和码元周期，并进一步对多路复用的调制码元执行OFDM调制以生成OFDM码元。在该实施例中，在频域中，一个OFDM码元由4096个调制码元组成，其中每个调制码元有一个子载波。发射机(TMTR)单元132将OFDM码元转换成一个或多个模拟信号，并进一步调节(例如放大、滤波、上变频等)模拟信号以生成已调信号。然后基站110自天线134将该已调信号发射到OFDM系统100中的无线接收机。在针对该实施例的时域中，每个OFDM码元周期是4096+512+17＝4625个样本长。
在无线接收机150，来自基站110的发射信号由天线152接收并被提供给接收机单元154。接收机单元154调节(例如滤波、放大、下变频等)该接收到的信号并将经调节的信号数字化，以获得输入样本流。OFDM解调器160对输入样本执行OFDM解调，以获得接收的数据和导频码元。OFDM解调器160借助于信道估计(例如频率响应估计)也对接收的数据码元执行检测(如匹配滤波)以获得检测的数据码元，检测的数据码元是由基站110发送的数据码元的估计。OFDM解调器160将检测的数据码元提供给接收(RX)数据处理器170。
如下所述，同步/信道估计单元(SCEU)180接收来自接收机单元154的输入样本并执行同步以确定帧和OFDM码元定时。SCEU180也利用从OFDM解调器160接收的导频码元导出信道估计。SCEU180将OFDM码元定时和信道估计提供给OFDM解调器160，并可将帧定时提供给RX数据处理器170和/或控制器190。OFDM解调器160利用OFDM码元定时以执行OFDM解调，并利用信道估计以对接收的数据码元执行检测。
RX数据处理器170处理(例如码元去映射、去交织、译码等)来自OFDM解调器160的检测的数据码元，并提供译码数据。RX数据处理器170和/或控制器190可以利用帧定时以恢复由基站110发送的不同类型的数据。通常地，由OFDM解调器160和RX数据处理器170进行的处理分别与在基站110的OFDM调制器130和TX数据和导频处理器120进行的处理是互补的。
控制器140、190分别控制在基站110和无线接收机150的操作。控制器可以是处理器和/或状态机。存储器单元142、192分别为由控制器140和190使用的程序代码和数据提供存储。存储器单元142、192可以使用各种类型的存储介质来存储信息。
基站110可以发送点对点传输到单个无线接收机、组播传输到一组无线接收机、广播传输到其覆盖区域下的所有无线接收机、或者它们的任何组合。例如，基站110可以广播导频和开销/控制数据到其覆盖区域下的所有无线接收机。在各种不同的情况和实施例中，基站110进一步可以单播发送用户特定的数据到特定的无线接收机、组播数据到一组无线接收机、和/或广播数据到所有无线接收机。
关于图2A、2B和2C，示出可以被用于OFDM系统100的超帧结构200的实施例。数据和导频可以在超帧204中被传送，其中每个超帧204有预定的持续时间。超帧204也可以被称为帧、时隙、或者某个其它术语。在该实施例中，每个超帧204包括用于第一TDM导频的TDM导频1字段212、用于第二TDM导频的TDM导频2字段214、用于开销/控制数据的开销字段216、以及用于通信量/分组数据的数据字段218。
用于每个超帧204的四个字段212、214、216、218保持数据。可以使用各种分配方案，例如，突发-TDM、周期-TDM、和/或突发-TDM/FDM。在一个实施例中，也可以安排该四个字段212、214、216、218以促进同步和数据恢复。在每个超帧204中首先被传输的导频TDM码元212、214可以被用于在该超帧204中接下来被传输的开销字段216中的开消OFDM码元的检测。另外，TDM导频字段212、214可以被用于OFDM信号的定时捕获。然后从开销字段216获得的开销信息可以被用于在该超帧204中最后传输的数据字段218中的通信量/分组数据的恢复。
在一实施例中，TDM导频1字段212承载针对TDM导频1的一个OFDM码元，TDM导频2字段214承载针对TDM导频2的一个OFDM码元。通常地，每个字段可以有任意持续时间，且各字段可以以任意顺序被安排。在一些实施例中，TDM导频1212和/或TDM导频2214可以在每个超帧204中被周期地广播以促进无线接收机的同步。
该OFDM系统100具有BW MHz的整个系统带宽，其利用OFDM被分成N个正交子带。相邻子带之间的间距是BW/N MHz。总共N个子带中，M个子带可以被用于导频和数据传输，其中M＜N，剩余的N-M个子带可以不被利用且起到保护子带的作用。在一实施例中，OFDM系统100利用具有总共N＝4096个子带、M＝4000个可用子带、和N-M＝96个保护子带的OFDM结构。另外，FDM导频码元被交织在每个OFDM码元226中，例如，每隔七个子带向数据码元插入一FDM导频码元，这样在保护子带之外有500个FDM导频码元和3500个数据码元可用。通常地，具有任意总数的子带、任意数目的可用的子带和任意数目的保护子带的任意OFDM结构可以被用于OFDM系统100。
数据字段218包括若干帧222，其在图2B中被详细描述。在该实施例中，每个数据字段218有四个帧222，但不同的实施例可以使用更多或更少的帧。每个帧222包括如图2C中示出的若干OFDM数据码元226。在一个实施例中，在考虑到未使用的保护子带和除去的FDM导频码元之后，每个OFDM数据码元226包括3500个数据码元。
TDM导频1212和TDM导频2214尤其被设计来促进在OFDM系统100中的无线接收机的同步。无线接收机可以利用TDM导频1212来检测每帧的开始，获得OFDM码元定时的粗略估计，以及估计频率误差。无线接收机可以利用TDM导频2214来获得更精确或者精细的定时捕获。交织在数据码元内的FDM导频码元可以进一步允许同步定时使信号能量的捕获最优化。具体地，FDM导频可以被用于信道估计，而信道估计可以被用于使信号能量的捕获最优化并最终重新调节OFDM码元定时。
接下来参考图3，示出基站110的OFDM调制器130的实施例的方框图。码元一子带映射或多路复用器单元510接收来自TX数据和导频处理器120的数据和导频码元，并基于来自控制器140的子带复用控制(Subband_Mux_Ctrl)信号将这些码元映射到适当的子带。在每个OFDM码元周期，码元-子带映射单元510在用于数据或导频传输的每个子带上提供一个数据或者导频码元，并为每个未使用的子带提供“零码元”(其信号值为零)。对于每个OFDM码元周期，码元-子带映射单元510为总共N个子带提供N个调制码元，其中每个调制码元可以是数据码元、导频码元、或者零码元。
N点逆离散傅立叶变换(IDFT)单元520为每个OFDM码元周期接收N个调制码元，利用N点IDFT将这N个调制码元变换到时域，并且提供包含N个时域样本的“变换的”码元。每个样本是要在一个样本周期被发送的复数值。如果N是2的幂，也可以执行N点快速傅立叶逆变换(IFFT)来代替N点IDFT，这是典型的情形。
并串(P/S)转换器530为每个变换的码元串行化该N个样本。然后循环前缀生成器540重复每个变换的码元的一部分(或C个样本)以形成包含N+C个样本的OFDM码元。例如，在一个实施例中，循环前缀1004是OFDM码元的最后512个样本。循环前缀被用来抗击例如由通信信道中的长延迟扩展导致的码元间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)。通常地，延迟扩展是在接收机150的信号的FAP和LAP之间的时间差。OFDM码元周期(或简单地说是“码元周期”)是一个OFDM码元的持续时间，且等于N+C个样本周期。在一个实施例中，N＝4096和C＝512，这样码元周期是4608。一些实施例中可能在OFDM码元之间有17个样本周期的码元间保护带，这样该OFDM码元周期是4625。
接下来参考图4，示出用于无线接收机150的SCEU180的方框图的实施例。在描述的实施例中，SCEU180在时间跟踪(或者数据模式)DMTT状态中操作。在SCEU180内，窗布局单元725根据OFDM码元定时校正来对准排列样本，并利用来自码元定时检测器720或DMTT单元的码元定时信息从OFDM码元中排除冗余的CP1004。在该实施例中，OFDM码元由窗布局单元725之后的4096个样本表示。来自OFDM码元的相关的4096个样本在FFT窗布局单元725中并被发送到N点DFT单元，以利用该相关的4096个样本在接收机创建变换的OFDM码元。
频率误差估计器712接收筛选的输入样本并确定接收信号中的频率误差估计。该频率误差估计被提供给频率校正单元715以执行频率校正。该频率误差可能是由于各种来源诸如在基站和无线接收机的振荡器的频率中的差异、多普勒偏移等。筛选的和频率校正的输入样本由频率校正单元715利用频率估计来产生。信道估计单元730接收变换的码元中的FDM导频并从中导出信道估计。
信道估计主要被用来协助数据解调，但是也被用来为将来的OFDM码元确定码元定时。码元定时检测器720从信道估计中确定码元定时并将定时信息提供给窗布局单元725。以迭代的方式，窗布局受在前的信道估计的影响。
关于图5，示出码元定时检测器720和信道估计器730的实施例的方框图，它们连接在一起用于基于FDM导频执行定时同步和信道估计的实施例。信道估计器730基于FDM导频产生时域和频域两者的信道估计。时域信道估计由码元定时检测器720在产生新的定时偏移中使用，该新的定时偏移被反馈回信道估计单元以影响下一个时域信道估计的捕获。该定时偏移也由FFT窗布局单元725以及在接收单元150中的其它电路使用。为了在遍及接收单元150的各处使用，该环路允许迭代地确定定时偏移。
信道估计器730产生在时域信道脉冲响应；即，信道估计器730利用时间滤波器单元528负责从FDM导频中在时域和频域两者中估计信道。在该实施例中，信道估计器730包括N点DFT514、导频解调器516、零外插单元517、M点IDFT518、时间滤波器528以及M点DFT532。N点DFT514对例如由FFT窗布局单元725移去在循环前缀中的冗余信息之后的OFDM码元执行4096点傅立叶变换。尽管数据码元在N点DFT514之后的别处被使用，但我们的讨论集中在从DFT输出的500个FDM导频。FDM导频在导频解调单元516中被解调以产生500个已解调FDM导频。零外插单元517将该500个实际的导频转换成512个外插的FDM导频。M点IDFT518基于该512个外插的FDM导频利用512点逆傅立叶变换产生时域信道观测值。时域信道观测值可能有混叠。
时间滤波器528通过收集在若干连续的OFDM码元上的信道观测值来移去任何可能的混叠。时间滤波器528的该实施例过滤在三个连续的OFDM码元上的信道观测值，但是其它实施例可以在更多或更少的OFDM码元上执行平均。通过该过程，三个连续的长512个样本的信道观测值在该实施例中被组合成长1024个样本的时域信道估计。该定时偏移被用于对准排列该三个连续的信道观测值。
在码元定时检测器720内，信道平均单元508和时间跟踪器块520被用于确定码元定时。码元定时检测器720接收连续的时域信道估计，其是信道估计单元730的副产物，并且处理时域信道估计以由信道估计器730跟踪信号和控制将来的信道估计的产生。信道能量的位置由时间跟踪器520基于用FDM导频产生的信道估计的分析来确定。
接下来参考图6，码元定时检测器720的实施例的方框图，该码元定时检测器720被用来帮助确定信道能量的位置。该实施例使用两级滤波，但是其它实施例可以只有一个滤波器或者甚至没有滤波。信道脉冲响应或者时域信道估计顺序地每次一个抽头接收并且由短期平均块908滤波。短期平均利用最近几个信道估计以保持信道估计的短期平均。通常地，平均的信道脉冲响应在一个帧周期内。在提供短期平均给长期平均块912之后，短期平均处理周期地被清除。在该实施例中，短期平均块912帮助从背景噪声中辨别有用的信道信息，以更精确地识别信道抽头和平滑用于进一步处理的平均信道脉冲响应。
间隔定时器928在延迟632之后清除短期平均块608，该延迟632允许在清除之前提供结果给长期平均块912。在一个实施例中，每帧222之后间隔定时器触发，这样一个帧周期上的信道估计被用于短期平均块中。在清除操作期间，来自短期平均块的输出通过开关与长期平均912断开连接。在一些实施例中，间隔定时器928的周期是可调节的，且可以取决于预期的相干时间。
在该实施例中，信道脉冲响应是1024个抽头长，但是在其它实施例中可以是其它尺寸。假信道估计(spurious channel estimate)由数字滤波器在短期平均块908中被过滤，例如示出了无限脉冲响应(IIR)，但是有限脉冲响应(FIR)滤波器可替换地被用在其它实施例中。如短期平均块908中随时间一个接一个地过滤信道抽头能量允许随时间平均信道能量分布图(profile)，且也帮助相对于背景噪声加强信道的有效部分。经短期平均的信道估计经过瞬时检测器以发现瞬时FAP和LAP，它们对应于过去几个OFDM码元上的信道分布图。
在另一个过滤步骤中，长期平均块912获得经短期平均的信道估计并对照历史信道估计对其进行过滤。这些历史信道估计通常来自几个先前的帧222(也跨一个或多个超帧204)的信道分布图。无论如何，长期平均块912使用比短期平均块908更宽范围的信道估计。FIR或IIR滤波器被用来将历史信道估计与当前的经短期平均的信道估计组合。在一个实施例中，长期平均块被用来记忆已经在过去出现并可能在将来出现的较不常见的信道特征。经长期平均的信道估计被传送到趋势检测器920以发现FAP和LAP行为中的趋势。
信道定位器块924获得瞬时FAP和LAP以及趋势FAP和LAP以确定偏移Off，该偏移用于在窗布局单元725中布置FFT收集窗以及在时间滤波器528中对准排列信道观测值。用在偏移确定和应用的算法的操作在下面做进一步解释。
回到参考图5，时间跟踪器520可以通过搜索累积的能量曲线1050的峰值的下降来确定FAP。累积和峰值检测可以通过滑动长度为NW的“检测”窗穿过信道脉冲响应分布图或“信道分布图”来实现。在每个检测窗开始位置，计算落在检测窗1016内所有抽头的能量以找到累积的能量曲线1050。通过找到在该累积的能量曲线1050的最大值附近的平稳段的前沿和后沿来分析该累积的能量曲线1050以确定FAP和LAP。
针对一个实施例的累积的能量曲线1050，在不同检测窗1016开始位置的信道抽头中的累积的能量的绘图在下面的图10B中示出。循环地向右移动检测窗1016，以至于当检测窗1016的右边沿到达最后一个抽头时，窗1016绕回到第一个抽头。如此，遍及信道分布图1030的信道脉冲响应抽头，为每个检测窗1016开始位置对相同数量的信道抽头收集累积的能量。
关于图7，示出时间滤波器单元528和M点DFT532的实施例的方框图，其详细说明在图5中以高级别示出的这些块。图7示出在信道观测值上执行的操作以针对感兴趣的数据交织获得频域中的512点信道估计。
在一个实施例中，基于出现在每个OFDM码元中的500-FDM导频子载波执行信道估计。分别在N点DFT单元514、导频解调单元516、零外插和M点IDFT单元517和518中处理收集的FDM导频。从而获得对应于导频交织的时域信道观测值。图7示出块528和532用于针对FDM载波对感兴趣的数据交织在频域中获得512点信道估计的时域信道观测值上执行的操作。
512点IFFT518之后，执行相位斜坡(phase ramp)604以考虑导频交织离开零交织的偏移。然后利用两个不同的时间滤波器滤波在相位斜坡604的末端获得的512个时域信道观测值以产生时域中的1024点信道估计。该提高分辨率的时域信道估计是信道估计单元730的副产物，而且同时是码元定时检测器块720的输入。
两个不同的3抽头非关联的时间滤波器612、616被用于滤波操作。滤波操作使用三个额外的长512的缓存器608-两个用于存储对应于先前的和将来的OFDM码元的导频观测值，而第三个缓存器被用来存储从采用的第二个时间滤波器616获得的额外的512个信道估计。第一个时间滤波器612操作的结果被写回到包含对应于最早的OFDM码元的导频观测值的长512的缓存器，而第二个时间滤波器616操作的结果被写入为了该目的采用的额外的长512的缓存器中。该额外的滤波操作取决于码元数，后者确定了导频交织的位置。
在组合来自三个连续的OFDM码元的时域信道观测值的过程中，时间滤波单元528考虑由时间跟踪块520检测的任何定时偏移(或校正)。这是因为一旦定时校正被应用到FFT窗布局单元725，相应的时域信道观测值不再在时间滤波器单元528的输入处对准排列，并且对准排列发生在时间滤波单元528内。定时偏移被应用到对应于将来和过去的OFDM码元观测值的缓存器，同时当前的OFDM码元观测值被假定为具有正确的定时。在组合时域信道观测值之前利用时间滤波单元528应用该偏移。
我们获得来自时间跟踪块520的输入，我们将其称为新的定时偏移(newTimingOffset)。我们也维持两个寄存器，我们将它们称为偏移1(Offset1)和偏移2(Offset2)。Offset1对应于被应用到对应于将来的OFDM码元(h(n+1))的缓存器的有效偏移，而Offset2对应于不得不被应用到对应于过去的OFDM码元(h(n-1))的缓存器的偏移。
执行组合638以形成长512的矢量。该矢量表示等价的长512的时域信道观测值，其对应于一不同的(非导频)交织。接下来，利用512点FFT单元650将该矢量变换到频域，并且这种等价的频域信道估计被用在解调所考虑的交织上的数据。
当执行定时校正时，随着信道条件变化时间滤波器单元528从一个时间基转变到新的时间基。用于OFDM码元的FDM导频的时间基对应于用于该OFDM码元中的数据的时间基。时间滤波器528通常组合来自三个连续的OFDM码元(即过去、当前和将来)的时域信道观测值，但是当转变时，可能仅仅考虑来自在同一时间基上的那些OFDM码元的信道观测值。另外，在另一时间基上的信道观测值可能在使用前被校正到当前时间基。无论如何，当时间滤波器考虑连续的ODFM码元时，只有相同时间基或者被校正到相同时间基的信道观测值被使用。
关于图8，示出有TDM和FDM导频的组合的导频传输方案的实施例。基站110可以在每个超帧204中传输TDM导频1212和TDM导频2214，以便于无线接收机150的初始的和精细的定时捕获。在该实施例中，用于TDM导频212、214的开销是两个OFDM码元周期，相比超帧204的大小而言可能是小的。基站110也可以根据各种不同方案在大多数或者一些保留的子带中发送FDM导频。
用于OFDM码元周期的每组在组中包含足够数量(Lfdm)的子带以支持无线接收机的信道估计以及频率和时间跟踪。用于FDM导频码元的该组子带是用于OFDM码元的所有子带的子集。每组中的子带可以均匀地分布于总共N个子带中，并且均匀地在空间上按Sfdm＝N/Lfdm个子带分隔。对于不同的OFDM码元周期，可以使用不同组的子带，使得相邻的OFDM码元具有不同组子带。而且，一个组中的子带可以相对于另一组中的子带交错或者偏移，使得在该两个组中子带没有重叠地彼此交织。从而，上述的互不相交的和非重叠的每组子带共同地被称为“交织”。作为一个示例，N＝4096，Lfdm＝512，Sfdm＝8，因此每个OFDM码元有8个交织，并且每个交织由512个子带组成。通常地，任何数量的交织(子带组)都可以被用于FDM导频，且每组可以包含总共N个子带中的任意数量的子带。在一个实施例中，单个交织(由包括保护子带的512个子带组成)被用于FDM导频。
无线接收机150利用FDM导频用于信道估计、时间跟踪和/或可能用于频率跟踪。无线接收机可以基于导频-2OFDM码元214获得初始信道估计。无线接收机可以利用FDM导频以增加在超帧204内的信道估计的精确性。该无线接收机150也可以利用FDM导频来更新能校正接收信号的频率误差的频率跟踪环。无线接收机150可以进一步利用FDM导频(由信道估计单元730转换到时域信道估计之后)来更新时间跟踪环并根据观测的信道位置和时延扩展(例如，由于通信信道的信道脉冲响应中的变化)以一偏移放置FFT收集窗1012。
对于在图8中示出的实施例，以8为交织间隔发送FDM导频，使得每八个子带包括七个数据码元和一个FDM导频码元。在该实施例中，从一个OFDM码元到下一个OFDM码元，交织的FDM导频的位置交错。如果对于OFDM码元周期m的导频放置在交织2，则在OFDM码元m+1中它们将被放置在交织6上。
交错允许信道估计利用两倍的实际FDM导频子带用于将它们转换到时域信道脉冲响应。信道估计块假定连续的OFDM码元上的条件(信道等)是平稳的。将来自带有FDM导频在交织6上的OFDM码元m-1的信道观测值与那些来自带有导频在交织2上的OFDM码元m和带有导频回到交织6上的OFDM码元m+1的信道观测值相组合。通过这一处理，创建类似于对于总共两倍实际数量的FDM导频同时有FDM导频在交织2和交织6上的效果。例如，对于一给定的OFDM码元周期有512个FDM导频的情况，信道估计块730利用相邻OFDM码元周期使得那些FDM导频加倍以具有512个实际的FDM导频和512个虚构的FDM导频。
接下来参考9A、9B和9C，示出在不同的延迟扩展下针对一OFDM码元示出的三条接收信号路径的实施例。每个OFDM码元包括具有C个样本的循环前缀1004和N个样本的变换的码元1008。在该实施例中，示出在三条路径上接收该OFDM码元，其中每条路径具有不同的大小和时移。在一些实施例中，具有低于预定大小的OFDM码元的路径可以被忽略。例如，在图9A中示出存在有远多于该三条路径的路径，但是当表征信道位置时，更小大小的路径被忽略。
FAP和LAP之间的差是延迟扩展D。在一个实施例中，例如，循环前缀1004是512个样本长、延迟扩展是490个码片(chip)。相对于FFT收集窗1012放置Dmid，并且通过分析FAP、LAP和/或延迟扩展来确定Dmid。Dmid是针对当前的OFDM码元的FFT收集窗1012的开始与针对下一个OFDM码元的期望的信道中央之间的距离。偏移被用来调节当前OFDM码元与下一个OFDM码元之间的N个样本(例如4096个样本)的收集窗1012的位置。例如，收集窗1012定义由FFT514变换到频域的进入信号的相关部分。
收集窗1012被放置来捕获封装大多数有用能量的信号部分。如下所述，为了表征信道位置，确定FAP、LAP和延迟扩展中的至少两个。FAP、LAP和延迟扩展可以是当前的度量，时间上平均的度量和/或最坏情况下的度量。为了放置收集窗1012，收集窗1012的开始可布置成使得随后的信道估计围绕在值Dmid的周围，该值Dmid是可编程的。在一个实施例中，Dmid被设置为循环前缀1004的大约一半长度的值(即长512个样本的循环前缀中的256个样本)并且从收集窗1012的开始处测量。
在图9A、9B和9C的实施例中，Dmid被放置在针对下一个OFDM码元的延迟扩展的中间，收集窗被相对Dmid放置。只要延迟扩展D小于循环前缀1004的长度，如图9A和9B中所示的情形，在FFT窗内收集的所有信号能量对应于期望的OFDM码元，并且可以被建设性地组合用于数据解调。相反，由于大的延迟扩展，图9C中的延迟扩展不允许在FFT窗内收集的所有能量来自于期望的OFDM码元。在图9A和9B的实施例中，收集窗1012被放置在相对Dmid的预定位置，但是在图9C的实施例中，收集窗1012被放置在FAPmin。
FAP距离是FFT收集窗1012的开始与用于第一条路径的循环前缀的结束之间的度量。LAP距离是FFT收集窗1012的开始与用于最后一条路径的循环前缀的结束之间的度量。Dmid’是用于当前OFDM码元的Dmid的期望位置。Dmid是下一个OFDM码元期间Dmid’的期望位置。在一个实施例中，Dmid被放置在FAP和LAP之间的某个位置或者在FAP和LAP之间的中间点。换句话说，在下一个OFDM码元周期中，Dmid’变成Dmid。由于在图9A中的信道条件没有改变，Dmid和Dmid’通常相互一致。
图9A和9B示出收集窗1012可以被放置在哪里以针对OFDM码元捕获有用的信号能量的示例。在这两个情形中，延迟扩展小于循环前缀1004的尺寸。在这些情况下，收集窗1012的开始被放置在对应于感兴趣的OFDM码元的所有到达路径的循环前缀的交集内。该交集被定义为每条信号路径都在接收同一OFDM码元的循环前缀的时间周期，这些信号路径可以是被筛选过的以排除信号弱的路径。换句话说，该交集开始于用于LAP的循环前缀的开始并终止于用于FAP的循环前缀1004的结束。在一个实施例中，只要对应于该第一个和最后一个到达路径的循环前缀的交集是非空集合，则收集窗1012被放置在该交集的中间。通常FFT收集窗1012以这种方式被放置致使随后的(将来的)信道估计出现在Dmid的周围，而当Dmid’不同于Dmid时，则可能改变。以迭代的方式，在Dmid’不同于Dmid的地方以一偏移来校正Dmid’。
在图9A中，信道位置没有改变致使Dmid’与Dmid通常是相互一致。但是在图9B中不是该情形，因为在Dmid与Dmid’之间有一偏移Offset。图9A和图9B之间的区别是收集窗1012已经相对于信道位置向右偏移致使Dmid不再与Dmid一致。该偏移Offset从时间跟踪器520被传递到时间滤波器528，致使可以对用于下一个OFDM码元的收集窗1012的位置进行调节。用于下一个码元的收集窗1012被向左移动并远离Dmid和朝向Dmid’，如它们存在于当前的OFDM码元中一样。以这种方式，接收窗1012的开始可以被维持在用于所有感兴趣的路径的循环前缀1004的交集处。
当延迟扩展超过循环前缀1004的长度时，如图9C中的情形，不再可能从作为收集窗1012的一部分的其它OFDM码元中消除路径。在这些情形中，收集窗1012被放置在对应于当前OFDM码元的FAP的循环前缀1004的估计的结束之前最小的FAP距离FAPmin处。一个或多个过去的OFDM码元被用于为当前的OFDM码元预测循环前缀1004将要结束的位置。在一个实施例中，对于512个样本的循环前缀1004，FAPmin是24个样本。在其它实施例中，FAPmin可以是循环前缀1004长度的约0％、1％、2％、3％、4％、5％、6％、7％、8％、9％或者10％。
关于图10A和10B，这些图表示对信道抽头能量的处理以确定累积的能量。在图10A中，检测窗1016移动穿过脉冲响应抽头能量以积累在该检测窗1016内的能量。在该实施例中，抽头能量受限于短期平均块908和/或长期平均块912，致使可以利用包括滑动检测窗1016和在下面描述的其它步骤的各种技术来确定趋势FAP和LAP及/或瞬时FAP和LAP。
如图10B所示，随着在图10A中的检测窗1016穿越信道分布图1030，累积的能量曲线1050以在检测窗1016内的累积的能量形成。从累积的能量曲线1050可以确定延迟扩展、FAP和LAP。通过知道延迟扩展、FAP或者LAP中的任意两个，可以确定缺少的那个。在该实施例中，信道抽头能量的矢量被用作对DMTT算法的输入，以NC＝1024点进行估计。然而，这不必是其它实施例中的情形。如果降低DMTT算法的分辨率，在此描述的所有长度和尺寸可以适当地减小规模。这是通过组合NC＝(1024-长信道估计)的几个相邻抽头的能量以得到更低分辨率(更短)信道估计而实现的。在另一个实施例中，例如，八个相邻抽头可以被组合，且所述更低分辨率NC1＝128。
时间跟踪算法的跟踪能力或分辨率常常取决于信道估计的长度，即NC。如果循环卷积信道的所有NC＝4096个时域抽头是可用的，则时间跟踪分辨率通常是在其最大值。在这种情形中，唯一地确定在相对与OFDM码元边界的FFT收集窗1012位置中引入的偏移量是什么是可能的。然而，在大多数实际情形中，信道估计的长度受到用于信道估计的FDM子载波的数量限制。例如，有在如图8所示位置的(2，6)导频交错模式，在一OFDM码元中的500个有用的FDM子载波的零外插和内插、以及在诸OFDM码元上平均信道观测值之后，可用的时域信道抽头的数量NC＝1024。交错导频增加信道估计的分辨率，例如在一个实施例中，如上所述，每个OFDM码元有Lfdm＝512个导频，而NC＝1024个信道抽头(也是每个OFDM码元)。
在该实施例中的时间跟踪能力取决于实现的实际的时间跟踪算法。在一个实施例中，为了提高检测信道改变的能力，算法使用有关过去的信道布局的信息。假定信道的最大非零延迟扩展是DMAX，其中没有关于信道的进一步的知识是可用的，只要DMAX＞NC/2，就不能解决信道布局中的模糊性。然而，当假定在过去正确地估计了FAP和LAP信息，则绝对的跟踪能力扩大到总共NC-DMAX个位置。换句话说，假定信道可能均等地在两个方向上改变其位置(即信道内容可能均等地在当前定时基准之前和之后出现)。那么，在将来的信道位置可以是远离当前定时基准差不多±(NC-DMAX)/2个码片的位置。这在图11中示出，其中示出定时漂移对结果的信道抽头能量的影响。
跟踪能力的一个因素是估计的信道延时扩展D而不是DMAX。在一个实施例中，当有关信道延迟扩展的信息是可用的时候，可行的信道位置的总数增加到NC-D。延迟扩展估计D以及算法对长于NC/2个抽头的延迟扩展的阻力可能导致FAP检测方法的修改。为了标注的方便，我们引入术语“正搜索区域(positive search region)”或“负搜索区域(negative search region)”一两者都在图11中示出。正搜索区域是非零信道内容之外的区域的一部分(即在图11中的0与DMAX之间的区域)，其中假定新近的信道内容可能出现。类似地，在负搜索区域中检测的路径被假定为已经比先前观测到的信道内容移动了更短的距离，且因此已经在时间上“更早”出现。相对先前的信道内容引入搜索区域这引入记忆(或因果关系)使得增强DMTT的跟踪能力是可能的。接下来解释产生在最大检测区域内的检测信道内容的布局以及在两个搜索区域之间的边界1104的布局的判决。
定时同步是基于信道估计和在累积的能量曲线1050中的值的。考虑图10A中示出的用于定时同步的信道分布图1030。信道能量将被分组成容器(bin)是可能的，在该情形中信道分布图1030更粗略，且图10A中的NC被降低。为了下面清楚的原因，我们总是假定NC＝1024，并且当需要时明确地引入长度换算因子2m。该定时搜索算法在如关于图6所示的长期和/或短期平均的信道估计能量上执行。在时间平均过程中，一次一个容器，识别具有最大信道能量的容器，即图10A中的nMAX。而且，存储最大能量使用该EMAX值以便确定用于噪声阈值处理的阈值TDMTT，目标在于消除在信道估计中不对应于真实信道内容的假抽头。
参考图10B，示出由能量检测窗1016穿越信道分布图1030滑动而产生的累积的能量曲线1050。图10A和10B的示例用来针对该方法的特有特征。选择检测窗长度NW致使完整的信道分布图1030可以适合检测窗1016。因此，该实施例中选择NW≥DMAX，和NW＝768个样本，其中信道脉冲响应长度(NC)是1024个样本，但是在其它实施例中可以有其它大小。包括完整的信道能量(或其绝大部分)的检测窗1016开始位置形成累积的能量曲线1050的相对平坦区1040。该平坦区1040的长度是NW-D，并假定在D是实际的信道延迟扩展期间是正的。通过估计该平坦区1040的边界，可能确定在(NC-长信道估计)内感兴趣的信道能量的位置和信道延迟扩展D。该平坦区1040被定义为累积的能量曲线1050的一连续部分，其中曲线1050在离开曲线1050的最大值的预定范围内。
在图10B中，通过FAP和LAP的存在来识别信道位置。一旦知道当前信道估计的FAP和D，则要被引入到将来的FFT收集窗1012的定时校正或者偏移是这样的，即使得在将来的OFDM码元中的信道在最大检测区域DMAX内以某个预定的位置Dmid为中心。如果目标是最小化早期的路径出现在最大检测区域之前的概率，同时保持有效的信道延迟扩展低，选择Dmid是DMAX/2。通常，选择的用于Dmid的值取决于部署区域并且被保持为可编程的。结果的定时偏移(offset)可以被计算为 注意等式(1)中的第二项对应于可变的补偿，其取决于在最大允许的信道长度与当前估计的信道长度之间的估计的“净空(headroom)”，以及取决于考虑在将来的OFDM码元中鲁棒性问题的信道的最佳布局。换句话说，用于计算要被应用到FFT收集窗1012的定时偏移的等式(1)导致将时域信道内容移动到在将来的OFDM码元中以点Dmid为中心。在该实施例中，一旦其达到翻转值(roll-over value)4625，计算的任意偏移移动收集窗1012。上面的过程应用到定时判决的单个实例中。
在其它实施例中，定时判决可以独立地以硬件(HW)和/或软件(SW)来完成，其中HW判决是基于短期平均或者瞬时信道估计的，SW判决是基于长期平均或者趋势信道估计的。其它实施例可以可交换地利用SW或HW以执行短期或长期平均。然后每个判决实例(HW和SW)对信道位置即FAP和LAP作出判决。于是这些判决可以在信道定位器块924的一个实施例中被组合，这样 FAP＝min(FAPHW，FAPSW)和LAP＝max(LAPHW，LAPSW)(2)。
只要LAP-FAP≤DMAX，就可以使用等式(2)的值。如果违反了条件，快速滤波瞬时值具有高于慢速滤波趋势值的优先级。换言之，如果LAP-FAP＞DMAX，那么 如果FAPHW＜FAPSWFAPSW＝FAP＝FAPHW，LAPSW＝LAP＝FAP+DMAX；(3)。
如果LAPHW＞LAPSWLAPSW＝LAP＝LAPHW，FAPSW＝FAP＝LAP-DMAX唯一剩下的情形LAPHW-FAPHW＞DMAX，或LAPSW-FAPSW＞DMAX如下所述地被处理。可以发现在等式(1)中使用的参数D为D＝LAP-FAP。
接下来，针对一个实施例描述用于计算FAP和LAP的实际算法。算法的输入是在NC/2m个容器中的平均的信道能量|h(n)|2的矢量，其中m可以取0和mmax(在一些实施例中mmax＝2或3)之间的值。能量被平均，但是是在用于定时同步块中之前，如果低于作为可编程的值TDMTT的阈值，则选出信道抽头。算法的输出是两个整数，即FAP和LAP。注意在一些实施例中下面列出的步骤中的下列算法可以以HW和/SW的形式独立地应用，且结果可以被组合。描述FAP/LAP检测算法的两个变量单遍(single-pass)和两遍(two-pass)算法。单遍算法需要稍微少些的时间进行计算，但是在一个实施例中在实现逻辑方面稍微复杂些。两遍算法更加直接地实现且可以随时在计算时间不是最紧张的资源时使用。
单遍增强的DMTT算法 1.“展开”信道分布图1030以区别两个区域-如图11和12中示出的正和负搜索区域。在一些实施例中，在负和正搜索区域之间的边界点1104是另一个可编程参数。假定新的信号路径均等地可能在当前检测的信道内容之前或之后出现，这样选择边界点1104(从信道估计的结束)致使各区域有相同的长度；换句话说，ΔN＝(NC/2-Dmid)/2m。从而，以TDMTT进行阈值处理之后，我们有 e(n)＝|h(NC/2m-ΔN+n)|2，对于0≤n＜ΔN；和 e(n)＝|h(n-ΔN)|2，对于ΔN≤n＜NC/2m概念上，为了确保通过如下所述的实现方式滑动长NW的检测窗1016来检测在图10B中示范的平坦区域的前沿和后沿，于是展开的信道估计在两侧补零。
2.设置初始值NW＝DMAX/2m，n＝0，Eu＝0，具有不同分辨率的两个步长δE＝EMAX/γ，ΔE＝Nγ·δE(可编程参数γ和Nγ)；设置三个前向和一个后向阈值ETF0＝EMAX-2ΔE，ETF1＝EMAX-ΔE，ETF，end＝ETF1-δE和ETB＝ETF，end；设置二进制标志foundbeg＝false，foundend＝false；初始化前沿位置的缓存器BEGbuff为长Nγ的全零。
3.For0≤n＜NW，在单遍算法中执行(do)下列各项 a)En＝En+e(n)；想到以及e(n)前加零。
b)If(En＞ETF0和En＞ETFI)，值超过阈值一个大数在该实施例中向缓存器BEGbuff填充值n(Nγ次)。
c)Else if(En＞ETF0但En≤ETF1)，值刚刚超过阈值，将当前位置n一次移到缓存器BEGbuff中。在情况(b)和(c)两者中，都do ETF0＝En+δE，ETF1＝ETF0+ΔE，ETB＝En-ΔE，foundbeg＝true。
d)Else if(foundbeg＝true，foundend＝false和En＜ETB)，doEND＝n，foundend＝true，ETF，end＝ETB+δE。
e)Else if(foundend＝true和En＞ETF，end)，dofoundend＝false。
4.For NW≤n＜NC/2m，do[En＝En-e(n-NW)+e(n)；然后重复上面的步骤(b)-(e)]。
5.While foundend＝false，do[n＝n+1，En＝En-e(n-NW)，然后也执行步骤(d)]。
最后，我们获得依赖于信道位置和延迟扩展的输出参数为 LAP＝2m·(BEGbuff
-ΔN)，FAP＝2m·(END-ΔN-NW)(4) 在上面步骤1-5中描述的算法具有下列特性中的一些或全部 ·为了构建用于算法的有效步长，使用小的精细步长δE和相应值Nγ(选为2的幂)，因为小的值δE帮助以更高精确性确定累积的能量分布图的绝对最大值，ΔE是有益的。用于前沿位置的缓存器BEGbuff起到有效地以粗略的ΔE从最大位置返回并且声明该点是前沿的作用。实际的返回量可能取决于几个因素。
·算法放置估计的前沿beg＝BEGbuff
不迟于平坦区域1040的真实的开始，以及估计的后沿END不早于平坦区域1040的真实的结束，只要ΔE1060大于在平坦区域1040中的En的最大峰值-峰值波动。结果的平坦区域1040可能宽于真实的平坦区域1040。然而，在大多数实际的情况下，在ΔE和2ΔE之间距离实际的最大点的任何位置声明前沿，同时后沿在约低于最大值ΔE1060的位置到达。
·对于值γ和Nγ的一些折衷包括从精确性的观点看，大的值是优选的。当γ和相应的Nγ趋向无穷时，更加精确地确定累积的能量的最大值maxEn。随着Nγ的增加，从最大值返回(以确定前沿位置)的不明确性也增加。在一个实施例中，选择值为γ＝256和Nγ＝8。在一些实施例中这些值为可编程的。
·与γ和Nγ有关的是阈值TDMTT的值。在码元定时检测或DMTT块720中引入阈值处理以利用时间信道估计平均的相干组合增益。阈值处理消除由于补零在上面的步骤3中可见的正偏置(在累积的能量曲线1050中的正倾斜)。阈值不大于获得的等效的步长ΔE，并按照精细步长δE的倍数Nth保持为可编程的。在一个实施例中，选择的值是Nth＝4，因此TDMTT＝EMAX/64。
总得来说，用于γ、Nγ和Nth以及2m的合适的值可以是以经验为主的或者是算法得到的，但是被保存在可编程寄存器中。而且，保持AGC调整点(setpoint)作为基准值而不是EMAX是可能的。
如上面以及等式(3)中所述，当在使用慢速和快速平均的信道估计908、912的定时判决中检测到特定的差异时，可应用替代的处理。类似的防范措施应用在上述的独立的(HW或SW)定时搜索算法返回预想不到的结果的这种不太可能的情形中，例如LAP-FAP＞DMAX。在实施例中，不管估计的前沿和后沿位置如何，用于FAP和LAP的值独立地被限制于低于DMAX。然而，为了避免优于错误定时导致的性能下降，建议在将检测LAP-FAP＞DMAX的情形处设置HW，且在该情形中设置FAP＝DMAX-NC，LAP＝2DMAX-NC。
使用上述算法，可以获得用于短期平均(HW)和长期平均(SW)的信道估计的信道参数。相应算法的最终结果即FAPHW、LAPHW、FAPSW、LAPSW然后被组合并如早些在等式(2)和(3)中解释的那样用于OFDM样本计数器修改，以定位收集窗1012。
两遍增强的DMTT算法 假设快速滤波器平均信道估计An(k)，有关FAP和LAP的信息可以利用单遍或者双遍DMTT算法中的任一个来提取。虽然单遍算法提供更快速的处理时间的好处，但是相关的逻辑和HW资源可能是更加苛刻的。
根据先前已知的定时(包括可变的补偿，取决于估计的有用的信道内容的长度)，包含于An(k)中的平均信道估计被对准排列。在该实施例中，平均的信道估计也是未进行阈值处理的。DMTT算法的一个目标是重新估计在估计An(k)中的非零信道内容的开始和结束，并且利用该信息来更新在将来的OFDM码元中FFT收集窗1012布局，以便建立期望的性能以及对变化的信道条件的鲁棒性。该重新估计(定时估计)每Nud个OFDM码元执行一次，且包括下列操作 1.定义在平均的信道估计中从“过去”分离“将来”的断点。由于有限数量的交错的导频(在该实施例中信道估计跨度仅1024个时域码片)，作出关于开始位置(最小时间的位置)在信道估计中的位置的硬判决。然后以递增的时间顺序重新排序估计。
2.根据被选择作为最大时域抽头EMAX的一小部分的阈值，对信道估计进行阈值处理。未进行阈值处理的信道估计在HW中被平均，使得噪声抽头的非相干组合能导致信道估计的SNR增益。为了利用该增益，在DMTT块720中应用阈值处理。
3.通过在经阈值处理的信道估计上滑动尺寸NW的矩形检测窗1016来计算累积的能量曲线1050。找到累积的能量分布图的最大值。基于预设置的前向和后向阈值系数εf和εb，计算前向和后向阈值用于确定平坦区域边缘 ET，F＝En，MAX(1-εf)，ET，B＝En，MAX(1-εb) 4.从对应于En，MAX的点nMAX开始，并且向累积的能量分布图的边缘移动，确定能量穿过前向和后向阈值的最远的点。在一个实施例中，前向和后向的阈值是En，MAX的5％、10％、15％或者20％。这些点确定平坦区域1040的结束和开始(分别地)。利用这些点，直接计算非零信道内容的估计的开始和结束(FAP和LAP)。
增强的DMTT单元的输入是N个值An(k)、An(k)的最大值即EMAX(其可以由用于平均的块确定)、和由FFT块在正常操作模式中每Nud个OFDM码元生成一次的“DMTT更新请求信号”。其它“输入”是两遍算法的SW可编程的参数，在下面的表1中给出。
表1由两遍DMTT算法使用的带有缺省值的可编程参数 这些参数可以由软件来写入，并且虽然它们中的一些将在整个调制解调器操作中保持恒定，但是它们中的一些可能以帧为基础进行修改，这取决于更加完善的SW算法。无论何时“DMTT更新请求信号”被设置为高，并且基于其它的输入，增强的DMTT单元产生两个输出，即非零信道内容的估计的开始和结束；这些是两个整数FAP和LAP。另外的可编程的参数包括最小补偿Boff和硬界限offsetmax。
在初始化阶段期间，相关的变量和缓存器被初始化。它们在下列阶段被使用。第一步是定义包含在长N＝1024/Nb的缓存器An(k)(也称为An)中的信道估计能量分布图的开始和结束的概念。为了能量积累的目的，在该缓存器中开始点被定义为N-ΔN，而最后点是N-ΔN-1；注意下标以模N递增。存储器位置的地址被定义为startIndex＝endIndex＝N-ΔN，以及断点位置breakPt＝[N-ΔN+NW]modN。累积的能量En是一个12比特的无符号值(标度为25)，在该实施例中其被初始化为零。位置计数器n被初始化为零(10比特)，并且分别包含在前沿和后沿位置的值BEG和END也一样(每个10比特)。基于平均的信道估计的最大抽头EMAX，确定无符号的8比特阈值TDMTT＝EMAX/βT。最大的累积的能量值En，MAX和相应的位置nMAX都被初始化为零。分配存储器用于累积的能量En的缓存器，其是(N+NW-包含12比特无符号值的长缓存器)。最后，二进制标志被设置foundbeg＝false，foudend＝false。
完成初始化之后，DMTT算法的第一遍准备开始。该阶段的结果是计算累积的能量和定位它们的最大值。
For0≤n＜N，do f)e＝AendIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En+e(饱和后退到l2比特)；endIndex＝[endIndex+1]mod N； g)if endIndex＞breakPt，doe＝AstartIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En-e(保持在12比特)；startIndex＝[startIndex+1]mod N；在相应的位置保存En； h)ifEn＞En，MAX，设置En，MAx＝En和nMAX＝n。
For N≤n＜N+NW，doe＝AstartIndex；if e＞TDMTT，doEn＝En-e(保持在12比特)；startIndex＝[startIndex+1]modN；在相应的位置保存En；在完成第一遍之后，利用En，MAX来设置前向和后向阈值ET，F＝En，MAX·(1-εf)，ET，B＝En，MAX·(1-εb)。以12比特无符号值保持阈值。
第二遍包括两部分后向搜索用于发现前沿BEG，和前向搜索用于定位后沿END。
FornMAx-1≥n≥0(递减下标)，dofoundend＝false a)if(foundbeg＝false，和En＜ET，B)，doBEG＝n+1，foundbeg＝true； b)else if(foundbeg＝true，和En≥ET，B)，dofoundbeg＝false。
For nMAx+1≤n＜N+NW(递增下标)，do a)if(foundend＝false，和Eh＜ET，f)，doEND＝n，foundend＝true； b)else if(foundend＝true，和En≥ET，f)，dofoundend＝false。
这里，BEG和END两者应当包含非零值，并且两个二进制标志应当被设置为真(true)。如果不是这种情形，定时偏移值不应当被修改。依赖于信道定位和延迟扩展的输出参数FAP和LAP被发现为 LAPHW＝BEG-ΔN，FAPHW＝END-ΔN-NW(5)。
可替代的通信信道定位算法 除了上述确定FAP的方法之外，其它的方法可以被用于一些实施例中。在一个实施例中，通过对累积的能量和其正的有限差的加权和进行评分来发现平坦区域1040的前沿和后沿。在发现累积的能量曲线1050的前沿和后沿两者之后可以确定延迟扩展D。与本身前同日申请的US专利申请＿/＿,＿(代理人档案编号040588)，发明名称“精细定时捕获”(FINE TIMING ACQUISITION)，其通过参考结合在此，描述了利用在累积的能量曲线的负差率(negativedifferential)中检测尖峰信号(spike)来确定平坦区域的后沿，其也可用来发现该平坦区域的前沿。一旦发现这些边沿，根据上面的描述可以确定延迟扩展。找到这些通信信道定位参数之后，可以在如上所述的信道估计单元720和/或收集窗1012的布局中使用它们。
接下来参考图13，本公开提供一种用于表征通信信道的接收机1300的实施例。该接收机包括用于捕获多个导频码元的装置1304；用于从多个导频码元中确定信道分布图的装置1308；用于穿越该信道分布图移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线的装置1316；以及用于分析该累积的能量曲线以表征通信信道的装置1312。用于分析的装置1312包括用于确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值的装置1320；用于定义相对于累积的能量曲线的频带的装置1324；用于利用在累积的能量曲线中的区域的第二端附近发现的后沿来检测FAP的装置1328；用于检测在累积的能量曲线的区域的第一端附近发现的前沿的装置1332；以及用于利用该前沿确定LAP的装置1336。所述频带相对于所述最大值布置，并且定义在该频带内的所述最大值处或者所述最大值附近的累积的能量曲线的区域。
关于图14，揭示了用于表征通信信道的方法1400的实施例。在块1404，穿越信道分布图1030移动检测窗1016以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线1050。在块1408确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值。在块1412定义相对于累积的能量曲线的频带1060。在块1416利用在累积的能量曲线1050中的区域1040的第二端附近发现的后沿来检测第一到达路径(FAP)。在累积的能量曲线1050的区域1040的第一端附近发现前沿。在步骤1420利用该前沿确定最后到达路径(LAP)。频带1060定义在该频带1060内的所述最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域1040。
在此说明的同步技术可以各种手段实现。例如，这些技术可以以硬件、软件、或者其组合实现。对于硬件实现，在基站用来支持同步的处理单元(例如TX数据和导频处理器120)可在一个或者多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计来执行在此描述的功能的其它电子单元、或者它们的组合内实现。在无线接收机处用来执行同步的处理单元(例如SCEU 180)也可以在一个或者多个ASIC、DSP等等内实现。
上面的实施例中的一些以特定的方式确定平坦区域的前沿和后沿。其它实施例可以对抽头能量和最大抽头能量的有限差的加权和进行评分。可以以该类型的评分算法确定该平坦区域的开始和结束。
对于软件实现，同步技术可以以执行在此描述的功能的模块(例如程序、函数等)来实现。软件代码可被存储在存储器单元(例如在图1的存储器单元192)并且由处理器(例如控制器190)来执行。存储器单元可在处理器之内实现或者在处理器外部实现。
虽然本公开的原理已经连同特定的装置和方法在上面进行了描述，应当清楚地理解该描述仅仅以示例的方式作出并且不作为对本发明的范围的限制。
权利要求
1.一种用于表征通信信道的方法，该方法包括
穿越信道分布图移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线，
确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值，定义相对于累积的能量曲线的频带，其中该频带定义了在该频带内所述最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域，
利用在累积的能量曲线的所述区域的第二端附近发现的后沿来检测第一到达路径(FAP)，
检测在累积的能量曲线的所述区域的第一端附近发现的前沿，以及
利用该前沿确定最后到达路径(LAP)。
2.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中相对所述最大值放置所述频带。
3.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，进一步包括
捕获多个导频码元，和
从所述多个导频码元确定所述信道分布图。
4.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，进一步包括利用FAP和LAP确定延迟扩展的步骤。
5.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中所述频带在所述区域的第一端上的尺寸与在所述区域的第二端上的尺寸不同，从而频带是渐缩的。
6.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中定义频带的步骤包括下列子步骤之一
以最大值的百分比定义频带，和
以从最大值预定的减少量定义频带。
7.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，进一步包括至少部分地基于FAP、LAP或延迟扩展中的至少两个来定位FFT收集窗的步骤。
8.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，进一步包括从信道分布图中选出低于预定阈值的信道抽头的步骤。
9.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中分析步骤使用两遍算法。
10.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中确定信道分布图的步骤包括利用多个正交频分复用(OFDM)码元确定信道分布图的步骤。
11.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中
从一帧内的多个OFDM码元中收集多个导频码元，以及
确定信道分布图的步骤包括利用所述多个导频码元确定信道分布图的步骤。
12.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中
从多个帧中的多个OFDM码元中收集多个导频码元，以及
确定信道分布图的步骤包括利用所述多个导频码元确定信道分布图的步骤。
13.如权利要求1所述的用于表征通信信道的方法，其中通信方法使用OFDMA信号。
14.一种用于表征通信信道的接收机，该接收机包括
用于穿越信道分布图移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线的装置，
用于确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值的装置，
用于定义相对于累积的能量曲线的频带的装置，其中该频带定义了在该频带内所述最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域，
用于利用在累积的能量曲线的所述区域的第二端附近发现的后沿来检测FAP的装置，
用于检测在累积的能量曲线的所述区域的第一端附近发现的前沿的装置，以及
用于利用该前沿确定LAP的装置。
15.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，进一步包括
用于捕获多个导频码元的装置，和
用于从所述多个导频码元确定信道分布图的装置。
16.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，其中所述频带相对所述最大值被放置。
17.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，进一步包括用于利用FAP和LAP确定延迟扩展的装置。
18.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，其中所述频带在所述区域的第一端上的尺寸与在所述区域的第二端上的尺寸不同，从而频带是渐缩的。
19.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，其中所述定义装置包括下列之一
用于以最大值的百分比定义频带的装置，和
用于以从最大值预定的减少量定义频带的装置。
20.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，进一步包括用于部分地基于FAP、LAP或者延迟扩展中的至少两个来定位FFT收集窗的装置。
21.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，进一步包括用于从信道分布图中选出低于预定阈值的信道抽头的装置。
22.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，其中用于分析的装置使用两遍算法。
23.如权利要求14所述的用于表征通信信道的接收机，其中用于确定信道分布图的装置包括用于利用多个正交频分复用(OFDM)码元确定信道分布图的装置。
24.一种用于表征通信信道的通信设备，该通信设备包括
处理器，配置成
穿越信道分布图移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线，
确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值，
定义相对于累积的能量曲线的频带，其中该频带定义了在该频带内所述最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域，
利用在累积的能量曲线中的所述区域的第二端附近发现的后沿来检测FAP，
检测在累积的能量曲线的所述区域的第一端附近发现的前沿，以及
利用该前沿确定LAP；
与该处理器耦合的存储器。
25.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，所述处理器进一步配置成
捕获多个导频码元，和
从所述多个导频码元确定信道分布图。
26.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中所述频带相对所述最大值被放置。
27.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中所述频带在所述区域的第一端上的尺寸与在所述区域的第二端上的尺寸不同，从而频带是渐缩的。
28.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中定义频带包括下列之一
以最大值的百分比定义频带，和
以从最大值预定的减少量定义频带。
29.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中所述处理器进一步从信道分布图中选出低于预定阈值的信道抽头。
30.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中所述处理器利用多个OFDM码元确定信道分布图。
31.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中
所述多个导频码元是从一帧内的多个OFDM码元中收集的，以及
确定信道分布图包括利用所述多个导频码元确定信道分布图。
32.如权利要求24所述的用于表征通信信道的通信设备，其中
所述多个导频码元是从多个帧中的多个OFDM码元中收集的，以及
确定信道分布图包括利用所述多个导频码元确定信道分布图。
全文摘要
公开了一种用于表征通信信道的方法。穿越信道分布图移动检测窗以将该检测窗内的信道分布图中的抽头能量累积成累积的能量曲线。确定在累积的能量曲线中的最大值的峰值。定义相对于累积的能量曲线的频带。利用在累积的能量曲线中的区域的第二端附近发现的后沿来检测第一到达路径(FAP)。在累积的能量曲线中的区域的第一端附近发现前沿。利用该前沿确定最后到达路径(LAP)。所述频带定义了在该频带内所述最大值处或者最大值附近的累积的能量曲线的区域。
文档编号H04L27/26GK101160893SQ200680012286
公开日2008年4月9日 申请日期2006年3月9日 优先权日2005年3月10日
发明者B·沃斯尔杰, A·曼特里瓦迪, 林福韵, R·维加严, M·M·王 申请人:高通股份有限公司