专利名称：Ofdm系统中的初始参数估计的制作方法
技术领域：
本发明涉及采用正交频分复用(OFDM)的数字通信，更具体来说，涉及使用保护间隔的属性来确定初始定时同步。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)是一种越来越普遍用于发射数字信息的方法。例如，它目前用于数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)以及用于如IEEE 802.11a和IEEE 802.11g之类的一些无线局域网(WLAN)标准。使用OFDM的原因之一在于，它允许在接收器侧使用适当的复杂度通过高时间分散信道的通信。
处理基于OFDM的系统的大延迟扩展的方式是利用保护间隔(GI)。GI(在本文献中又称作“循环前缀”或“CP”)只是在实际符号前发射的OFDM符号的最后部分的副本。这种情况在图1中示意说明了，其中示出多个符号。符号101的一个示范符号包括作为前导保护间隔105发射的最后部分103(图中的时间从左至右移动)。其它保护间隔类似地从其紧接随后符号的尾部形成。
众所周知，对于基于OFDM的系统，只要GI的长度TG至少与以下表示为Tm的信道的脉冲响应的(最大)持续时间一样长，则可避免称作符号间干扰(ISI)的时间分散信道的影响。由于OFDM系统处理大延迟扩展的能力，它非常适合于可能用于广播的所谓单频率网络(SFN)。(在单频率网络中，地理上分隔的发射器工作在相同频率。为了减小干扰，它们彼此在时间上同步。) 这时，如上所述，每当Tm≤TG，无ISI接收是可能的。但是，这需要识别携带一部分信号的信息的开始。为此，OFDM接收器包括用于估计所接收信号的定时和频率的装置。图2是示范OFDM接收器的框图。将通过对射频信号进行接收和下变频所产生的模拟信号r(t)提供给模数(A/D)转换器201。然后，将数字信号r(k)提供给粗略定时和频率估计单元203，它产生所接收信号的定时和频率偏移的粗略估计。(频率偏移是所发射信号的频率与所接收信号的频率之间的差。)将这个信息提供给频率连接单元205以及GI消除单元207。GI消除单元207还接收频率校正单元205的输出。基于可用的最佳定时和频率信息，GI消除单元207消除GI，并将所接收信号的信息部分提供给FFT单元209，将FFT单元209的输出提供给接收器的其余部分，包括精确定时和频率估计单元211，精确定时和频率估计单元211能够从FFT输出信号中产生更准确的定时和频率信息。将更准确的频率信息反馈到频率校正单元205以改进接收器的性能。类似地，将更准确的定时信息反馈到GI消除单元207以改进接收器的性能。
现在集中于粗略定时和估计单元203，找到符号的开始的一般方式是，将所接收信号与其自身的延迟和复共轭形式相关，然后识别相关器的输出的绝对值达到其最大值的位置。图3是可用于这个用途的传统相关器的框图。将所接收信号r(n)直接提供给乘法器301的一个输入，并且还提供给延迟单元303的输入。延迟单元303使该信号延迟量Tu(其中Tu是携带一个符号的一部分的信息的持续时间)。在以下论述中，N是与持续时间Tu关联的多个样本。N通常可以是与持续时间Tu对应的样本数，其中N等于FFT的大小。但是应当注意，本发明不限于那种特定情况。延迟单元303的输出的复共轭被形成(在图3中由“*”表示)，并提供给乘法器301的另一个输入。将在乘法器301的输出上产生的乘积(表示为y(n))提供给求和单元305，求和单元305产生乘积的移动总和。移动和表示相关的量，表示为“corr(n)”，以数学方式可表示为 其中r*(n-k-N)是r(n-k-N)的复共轭，以及NUM_TERMS是移动和中的项数。
复值相关项corr(n)的相位可用来确定频率偏移。为了确定达到最大相关的那点，将求和单元305的输出提供给绝对值单元307，绝对值单元307的输出表示相关值的大小|corr(n)|。
复共轭和相乘的结果y(n)将表现为随机噪声，但在r(n-N)包含GI并且r(n)包含复制到GI的数据时除外。图4是时序图，说明在其中信道没有关联延迟扩展的理想情况的所接收信号r(n)、延迟信号r(n-N)与移动和|corr(n)|之间的关系。
在图4中可以看到，如果携带一部分信号的信息在t＝0开始，则相关峰值在t＝-TG出现。因此，对于在其中峰值完全在预计位置出现并且Tm＝0的情况，可决定将快速傅立叶变换(FFT)窗口的开始置于发现峰值的点上，或者可能决定稍后将窗口的开始视为与TG同样大。实际上，根据峰值位置上的误差的表现方式，应将某个偏置TB添加到发现相关峰值的位置上，以免过早定位FFT窗口。TB的正常选择是TG/2，因为这提供了最大的误差容限(即，以避免在GI之外开始FFT窗口)。
如果信道是时间分散的，则相关器的输出不会显示明显的峰值，而是表现为坪。这种情况如图5所示，图5是时序图，说明在其中信道具有适当量的延迟扩展的情况的所接收信号r(n)、延迟信号r(n-N)与移动和|corr(n)|之间的关系。
同样，假定OFDM的信息部分在t＝0处开始。如果信道具有最大延迟扩展Tm，则对FFT窗口的开始的要求表示为 -TG+Tm≤t≤0(1) 这样，只要Tm≤TG，就可能在t根据式(1)来选取时避免ISI。但是，如果Tm＞TG，则问题是选择t，使得ISI的影响最小。对于设计用于SFN的系统，保护间隔通常很大，使得第一种情况是更可能的情况。
时间分散信道的影响是，与非分散情况相比，延迟了相关器峰值的位置。此外，峰值位置的差异明显增大。在SFN中情况变得更坏，在其中信道的脉冲响应可能包含来自同步但处于与接收器相隔不同距离的两个发射器的射线。假定，一个发射器与该接收器之间的信道的延迟扩展与接收器遇到的总延迟扩展相比很小。信道然后可建模为两个射线信道，在其中射线之间的距离使延迟扩展等于Tm。在A.Palin和J.Rinne的“Enhanced symbol synchronization method for OFDMsystem in SFN channnels”(Globecom’98，Sydney，pp.3238-3243，1998(以下称作“Palin和Rinne”))中看到，对于这样一种信道，同步基于相关器输出的峰值位置将不适用。具体来说，如果定时基于相关器的峰值，则可由系统处理的最大延迟扩展将减小到Tm＝TG/2。
在Palin和Rinne中通过使用两个相关器来解决这个问题，其中第二个相关器具有等于包含GI在内的整个OFDM符号的长度的延迟。将来自第一相关器的输出馈送到另一个相关器，来自后一个相关器的输出显示出比来自第一相关器的输出更明显的峰值。如果假定在上述坪的中间、即在-TG+Tm/2处发现峰值，则可能选择TB＝TG-Tm/2。显然，假定Tm是TG将始终提供无ISI的取样时间。但是，在复杂度方面，这个方法更差，因为它需要具有等于包含GI在内的整个OFDM符号的长度的延迟的另一个相关器。另外，如果Tm远远小于TG，则将在t＝-TG/2而不是在t＝0处发现取样点。虽然这会保证无ISI接收，但是对接收器中的信道估计施加了不必要的苛刻要求。
因此，需要使用对于Tm的大小两种值可行并且在计算上不复杂的算法来实现粗略同步。
发明内容
应当强调的是，在本说明中，术语“包括”用来说明存在所述的特征、整数、步骤或组件；但这些术语的使用并不排除存在或附加有一个或多个其它特征、整数、步骤、组件或其组合。
根据本发明的一个方面，通过产生电信系统中携带所接收信号中一部分符号的信息的位置的粗略估计的装置和方法来实现上述目的和其它目的。这包括通过将所接收信号与延迟接收信号相关来产生相关值。识别相关值中的最大相关值，并识别相关值大于或等于最大相关值的预定百分比的持续时间，其中持续时间在第一时刻开始并在第二时刻结束。例如，预定百分比X可满足50％≤X＜100％。峰值相关值位置的粗略估计设置为等于第一时刻与第二时刻之间的时刻。
例如，在一些实施例中，第一时刻与第二时刻之间的时刻是第一时刻与第二时刻之间的中点。
在另一个方面，峰值相关值的位置的粗略估计可用来确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点。所接收信号然后用具有在所确定起始点开始的FFT窗口的FFT来处理。
本文公开的各个方面在以下系统中极为有用在这些系统中，所接收信号包括保护间隔，后面是符号；符号包括最初部分和最后部分；以及保护间隔包括符号的最后部分。在这类系统中，并根据另一个方面，偏项TB可根据TB＝x·TG来确定，其中TG是保护间隔的持续时间，并且0≤x≤0.5。FFT窗口的起始点tFFT则根据下式确定 tFFT＝Tpeak+TB 其中Tpeak是峰值相关值的位置的粗略估计。
在备选实施例中，与所接收信号关联的估计延迟扩展Tm根据下式确定 Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX 其中PW100-ΔX是表示相关值大于或等于最大相关值的预定百分比X时的第一时刻与相关值大于或等于最大相关最大值的预定百分比X时的第二时刻之间的持续时间的长度的第一峰值宽度；且PW100-2ΔX是表示相关值大于或等于最大相关值的100-2ΔX％时的第一时刻与相关值大于或等于最大相关值的100-2ΔX％时的第二时刻之间的持续时间的长度的第二峰值宽度，其中ΔX＝100-X。
在又一个方面，偏项TB可根据TB＝TG-x·Tm来确定，其中0.5≤x≤1；以及FFT窗口的起始点tFFT根据下式确定 tFFT＝Tpfeak+TB 其中Tpeak是峰值相关值的位置的粗略估计。
在又一个方面，确定电信系统中的所接收信号的粗略定时估计，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；符号包括最初部分和最后部分；以及保护间隔包括符号的最后部分。这包括通过根据下式对所接收信号的每个样本r(n)产生相关值corrmod(n)来产生相关值 其中NUM_TERMS是移动和中的项数，并且N是与携带一部分符号的信息的持续时间关联的样本数。识别相关值的最小坪，其中最小坪是相关值与最小相关值关联的持续时间。确定与相关器值从与最小相关值关联的相关值开始增大相关联的时刻，并且所确定的时刻用来确定下一个所接收符号的开始的粗略估计。
在一些实施例中，确定与相关器值从与最小相关值关联的相关值开始增大相关联的时刻包括确定相关值中的最小相关值；以及确定相关值开始超过最小相关值所确定量的时刻。在一些实施例中，所确定量是预定值。在备选实施例中，通过确定相关值中的最大相关值，以及确定最大相关值与最小相关值之间的差，来确定所确定量。将该差与预定小数相乘。
在又一个方面，确定与相关器值从与最小相关值关联的相关值开始增大相关联的时刻包括确定相关值中的最小相关值；以及确定相关值中的最大相关值。确定小于或等于一个值的相关值的坪corrplateau。值corrplateau定义为 corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin) 其中corrmin是最小相关值，corrmax是最大相关值，并且X是0＜X＜1的数。例如，在一些实施例中，X＝0.1。确定与相关值的坪的最初出现值关联的第一时刻；以及确定与相关值的坪的最后出现值关联的第二时刻。然后确定在第一时刻与第二时刻之间出现的第三时刻。例如，第三时刻可以是第一时刻与第二时刻之间的中点。
在又一个方面，确定所接收信号的信噪比，其中所接收信号包括符号。这包括根据下式确定多个值corrmod(n) 其中r(n)是所接收信号的样本，并且N是与携带一部分符号的信息的持续时间关联的样本数。相关值的数量通常可对应于一个符号中的样本数，但是本发明不限于那种情况。确定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))； 以及确定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))。所接收信号的信噪比SNR根据下式确定 其中x1为0或1。
在又一个方面，实现对电信系统中的所接收信号中的频率误差的补偿，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；符号包括最初部分和最后部分；以及保护间隔包括符号的最后部分。这类实施例包括产生所接收信号的第一量化样本，基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部。通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值。峰值相关值的估计从所产生相关值中确定。初始相位偏移从峰值相关值的估计中确定。相位偏移补偿基于相位偏移并基于量化引入的偏置来确定。所接收信号的第一量化样本然后基于相位偏移补偿来调整。
在一个备选方案中，对所接收信号中的频率误差的补偿包括产生所接收信号的第一量化样本，基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部。通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值。峰值相关值的估计从所产生相关值中确定。初始相位偏移从峰值相关值的估计中确定。频率偏移则从初始相位偏移中确定。频率偏移补偿基于频率偏移并基于量化引入的偏置来确定。所接收信号的第一量化样本则基于频率偏移补偿来调整。
在又一些实施例中，对所接收信号中的频率误差的补偿包括产生所接收信号的第一量化样本，基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部。通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值。峰值相关值的初始估计从所产生相关值中确定。初始相位偏移从峰值相关值的初始估计中确定。将所接收信号的第一量化样本基于初始相位偏移调整某个频率，以及所接收信号的已调整第二量化样本基于已调整第一量化样本来产生。通过将所接收信号的已调整第二量化样本与延迟接收信号的已调整第二量化样本相关，来产生新相关值。峰值相关值的新估计从所产生的新相关值中确定。新相位偏移从峰值相关值的新估计中确定。然后基于新的相位偏移将所接收信号的第一量化样本调整某个频率。
通过阅读以下结合附图的详细说明，将会了解本发明的目的和优点，附图包括 图1是在正交频分复用(OFDM)系统中通过保护间隔所分隔的符号的示意说明。
图2是示范OFDM接收器的框图。
图3是可用于找到符号的开始的传统相关器的框图。
图4是时序图，说明在其中信道没有关联的延迟扩展的理想情况的所接收信号、延迟信号与移动和|corr(n)|之间的关系。
图5是时序图，说明在其中信道具有适当量的延迟扩展的情况的所接收信号、延迟信号与移动和|corr(n)|之间的关系。
图6说明传统相关器的示范输出|corr(n)|。
图7是根据本发明的一个方面的相关器的框图。
图8是流程图，说明根据本发明的另一个方面用于利用图7的相关器的示范技术。
图9说明当没有时间分散时来自图7的相关器的示范输出。
图10说明当信道的时间分散等于保护间隔的长度的一半时来自图7的相关器的示范输出。
图11说明表示作为真实相位偏移函数的估计相位偏移的第一曲线图以及表示作为自身函数的真实相位偏移的第二曲线图。
图12说明表示绘制成当存在偏置补偿、SNR＝30dB时的相位偏移函数的相位误差的标准偏差的第一曲线图以及用于当没有偏置补偿时的情况的第二曲线图。
图13说明表示绘制成当存在偏置补偿、SNR＝5dB时的相位偏移函数的相位误差的标准偏差的第一曲线图以及用于当没有偏置补偿时的情况的第二曲线图。
图14a和图14b是可执行以实现可编程处理器或其它专用电路中的粗略定时估计的步骤的示范流程图，以及图14c是示范OFDM接收器的框图。
图15说明作为实际SNR的某些相干值的频率误差的函数的估计SNR。
具体实施例方式 现在参照
本发明的各种特征，附图中，相似的部分用相同的参考标号来标识。
现在结合多个示范实施例更详细地描述本发明的各个方面。为了便于理解本发明，按照将由计算机系统的部件执行的动作顺序来描述本发明的多个方面。要认识到，在每个实施例中，可通过专用电路(例如经过互连以执行专门功能的分立逻辑门)、一个或多个处理器运行的程序指令或者它们的组合来执行各种动作。此外，本发明还可以考虑完全在包含使处理器执行本文所述技术的计算机指令的适当集合的诸如固态存储器、磁盘、光盘或载波(例如射频、音频或光频载波)之类的任何形式的计算机可读载体中实施。因此，本发明的各个方面可根据不同的形式来实施，并且所有这些形式均被认为在本发明的范围之内。对于本发明的各个方面中的每个方面，任何这种形式的实施例在本文中都可称作“逻辑配置用于”执行所述动作，或者称作执行所述动作的“逻辑”。
本文所述的是与实现Tm的小和大两种值的粗略同步相干的方法和装置。还公开了用于估计Tm的方法和装置。对Tm的了解可用于设置FFT窗口以及用于信道估计的算法。本文还描述了用于准确估计信道上的信噪比(SNR)的方法和装置。对SNR的了解可用于数字域，例如用于计算不同的加权函数。在接收器的模拟部分，对SNR的了解可用于自动增益控制(AGC)。
更具体来说，公开了用于实现接收到OFDM发射时的若干参数的初始估计的多种技术。第一种技术可用来估计时间和频率偏移。必要时，这种技术还使信道的最大延迟扩展能够被估计。第二种技术可(在首先应用或没有应用第一种技术的情况下)用来产生同步时间和延迟扩展的改进估计，以及用于估计信道上的SNR。每当频率偏移不需要估计和调整时，可在没有首先应用第一种技术(或者它的等效技术)的情况下使用第二种技术。
对于应用了两种技术的实施例，两种技术之间的相似性允许第二种技术仅包含有最低限度的增加复杂度。公开了附加实施例，即使在同相(I)和正交相位(Q)信道的每个中对这些技术的输入被量化为1位时，也提供了准确结果。后面的这些实施例允许需要最低限度的存储器并且是计算上有效的实现。
为了便于进行论述，针对根据取自陆地数字视频广播(DVB)的标准的数据的实施例来描述各个方面。这些标准在ETSI EN 300 744V.1.4.1(2001-01)、数字视频广播(DVB)；数字陆地电视的组帧结构、信道编码和调制中阐述了。这些具体参数仅用来更易于说明实施例，而不是限制性的。
因此，在以下实施例中假定，携带一部分OFDM符号的信息的持续时间Tm等于896μs，以及GI的长度为Tu/4＝224μs。为了突出本发明的优点，将若干所公开算法的性能与传统方法、即把同步基于相关器的输出的峰值的方法的性能进行比较。在下文中，传统方法(它设x＝1/2＝0.5)的一般形式(即TB＝x·TG，其中TG是保护间隔的持续时间，并且0≤x≤0.5)表示为“算法0”，而本文所述的两种技术分别表示为“算法1”和“算法2”。
对于要描述的第一种算法(算法1)，假定，信道的脉冲响应包括相等强度的两条主要路径，它们在时间上的间隔为Tm。传统相关器(即图3所示的相关器)的输出601如图6所示。
为了改进同步性能，各个实施例不是只依靠相关器输出的峰值，而是还利用相关峰值相对地对称的事实。设PWX表示其中相关器输出大于峰值的X％的峰值宽度。峰值宽度PWX表示在第一时刻开始并在第二时刻结束的持续时间。(这里所用的术语“第一”和“第二”只是列举的而不是时间上的，并且不表示在第一与第二时刻之间是否存在中间时刻。)参照图6，可以看到，对于一般情况 Tm′≈2PW100-ΔX-PW100-2ΔX(2) 其中X＞50％。对于其中X设置为使得PW100-2ΔX处于相关器输出601的斜率改变的那点处或者之上的情况，式(2)变成等式而不是近似(即Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX)。这样，式(2)使能够估计信道的延迟扩展。
根据另一个方面，沿在期间相关值超过预定等级(例如80％)的间隔的某个点(如中点)被作为相关峰值的估计位置。这提供了相当低的差异，特别是在SFN中。
为了了解X的什么值对于根据式(2)来估计峰值位置以及估计Tm是合理的，对于两个不同的信道模型运行一些模拟两抽头模型(对应于如上所述的SFN)以及其多路径特性呈现均匀延迟分布图的信道。一些不同信道条件的结果在表1和表2中给出了。平均值以及标准偏差(在括号中指示)以μs给出。
表1在使用峰值宽度的不同定义进行估计时的相关峰值位置。SNR＝10dB。
表2X的两个不同选择的估计最大延迟扩展。SNR＝10dB。
基于表1和表2所提供的结果，将选择80％和90％等级用于估计峰值位置和Tm。在表2中可以看到，Tm的估计在均匀延迟分布图的情况下很差。原因是因为相关器的输出没有显示明显的坪，而是更像一个峰值。因此，对Tm严重估计不足。
这时，即使可能估计Tm，但这在设置FFT窗口时可能使用或者可能不使用。如果不使用Tm的估计，则偏项与对于算法0相同，即x·TG，其中0≤x≤0.5。包括基于在期间相关值超过预定等级的间隔的中点来估计相关峰值的位置并然后使用TB＝x·TG(0≤x≤0.5，例如TB＝TG/2)作为用于确定同步定时(例如用于设置FFT窗口)的偏项的算法以下在本文中表示为“算法1a”。如果估计Tm，则通过在估计OFDM符号的起始点时设TB＝TG-x·Tm(0.5≤x≤1，例如TB＝TG-Tm/2)可能更为主动。包括基于在期间相关值超过预定等级的间隔的中点来估计相关峰值的位置并使用TB＝TG-Tm/2作为偏项的算法在本文中表示为算法1b。
在又一个备选方案中，通过已修改相关器、如图7所示的已修改相关器700来获得改进的性能。一种利用已修改相关器700的方法如图8的流程图所示。
从新的已修改相关器700与例如图3所示的传统相关器的比较可以看出，减法器701代替了乘法器301。延迟单元703和求和单元707通过以上针对延迟单元303和求和单元305所述的方式进行操作。绝对值单元705插在减法器701与求和单元707之间，使得求和单元707对减法器701的输出的绝对值进行运算。会看到，在已修改相关器700中，不需要产生在延迟单元703的输出上提供的信号的复共轭。
为了使已修改相关器700最有效，应当从所接收信号中丢弃(例如通过补偿)小数频率偏移。当然，如果所接收信号已知没有小数频率偏移，则可省略这个步骤。频率偏移与小数频率偏移之间的差如下。频率误差可写作n·ΔF+ΔfF，其中ΔF是OFDM信号中载波之间的距离，ΔfF是小数频率偏移，n为整数，以及-ΔF/2＜ΔfF≤ΔF/2。在FFT之前执行频率估计时(即，使用例如算法0进行的操作)，估计ΔfF并消除它。这足以防止FFT泄漏。如果n不为零，则这意味着，在FFT之后，在符号显现的位置存在位移。如果n＝1，则意味着存在1的位移，如果n＝2，则意味着存在2的位移，依此类推。因此，需要估计n，但这使用在FFT之后运行的并与本发明各个方面无关的算法来进行。关于与这类算法有关的更多信息，有兴趣的读者可参阅Speth等人的“Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission-Part IIA Case Study”(IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS，vol.49，no.4，April 2001)。
现在参照图8，所接收信号的小数频率偏移应当被估计以及补偿(801)。这可通过传统技术来执行。或者，与频率偏移有关的必要信息可通过算法1a或1b中的任一个来获得，如上所述。
在已经从所接收信号中消除小数频率偏移之后，将所得信号提供给已修改相关器700。移动和中的项数不应对应于大于TG-Tm的时间间隔，而应仍对应于大到足以确保噪声足够最终得到平衡的时间间隔。因此，对于每个样本r(n)，根据下式产生已修改相关值corrmod(n)(803) 其中NUM_TERMS是移动和中的项数。
图9和图10分别示出新的已修改相关器700的输出对于Tm＝0和Tm≈TG/2的情况下可能的外表特征。
对于新的已修改相关器700，目标是定位其中输出为最小的坪901、1001(805)，以及优选地定位其中相关器输出从其最小值开始增大的那点，因为这是新符号的GI进入相关器的时间点。在图9和图10中，这些优选点在时间tcorr_min示出。然后，稍后在时间TG只是找到设置FFT窗口的最佳位置(807)，而不管Tm的实际值。
存在用于确定相关器的输出何时开始增大的多种可能技术。一种技术是找到最小相关值并将增大的开始作为相关器值已经增大某个量或者最小值的某个百分比的那点。然后，可能例如通过运行模拟来确定适当的量或百分比。FFT窗口的起始点的位置则可例如作为相关器输出开始增大的那点加上xTG，其中0.5≤x≤1。
用于定位坪901、1001的一种备选技术包括找到corrmod(n)(即已修改相关器700的输出)的最小值和最大值。相关器的输出比最小值超出最大值与最小值之间差的预定百分比X的位置用来定义“X％坪”，在本文中表示为PWX。找到这个坪的中点，例如取FFT窗口的起始点的位置作为PWX坪的中点加上xTG，其中1.0≤x≤1.5。在下面提供的数值实例中，将X选作10，从而定位已修改相关器700的输出比最小值超出0.1·(max(corrmod(n))-min(corrmod(n)))的位置。这个“10％坪”的宽度以下表示为PW10。要认识到，在其它实施例中，可使用不同于10％的百分比X。
将FFT窗口的位置作为X％坪的中点加上TG。用于确定FFT窗口位置的这个技术在本文中表示为“算法2a”。
还可能使用新的已修改相关器700的输出来估计延迟扩展，以便进一步改进FFT窗口的设置。具体来说，要认识到，当这些信号值(在理想情况下)相等时，TG对应于r(n)与r(n-N)之间的时间跨度。如果相关器的总和中的项数对应于时间TNum_Terms，则这是从r(n)和r(n-N)相等时开始使corrmod(n)达到其最小值所花的时间。这时，延迟扩展Tm具有减少r(n)和r(n-N)相等的时间的作用，因为来自保护间隔外部的信息外溢到保护间隔中。因此，可以看到，坪的宽度等于TG-Tm-TNum_Terms。由PW0表示实际坪901、1001的宽度，则可得出延迟扩展可估计为 对于TG＝224μs和TNum_Terms＝TG/4＝56μs的具体情况，式(4)变为 将X％坪(例如PW10)用来估计Tm的上述技术在本文中表示为“算法2b”。现在来分析使用PW10而不是PW0的具体情况。另外，由于式(5)基于没有噪声的假设，所以，可通过对于双射线信道的情况(它在大Tm值的情况中似乎是最佳模型)评估Tm的不同值的PW10，然后进行最小平方(LS)拟合，来建立延迟扩展与PW10之间的关系。因此，发现，如果总和的长度对应于TG/4，则 然后以类似于算法2a中情况的方式设置FFT窗口，但使用取决于PW10的校正因子，即有效地利用信道的延迟扩展的知识。然后，可将FFT窗口的起始点的位置例如视为坪的中点加上TB，其中并且0.5≤x≤1.0。
新相关技术(例如使用图7的已修改相关器700)的另一个良好属性是输出可比较容易用来估计信道上的SNR。为了明白这点，注意 y(n)＝r(n)-r(n-N)＝s(n)+n(n)-s(n-N)-n(n-N)(7) 其中s(n)表示所接收信号r(n)中的预期信号，以及n(n)表示所接收信号r(n)中的噪声分量。
有两种不同的情况要考虑，即s(n)＝s(n-N)和s(n)≠s(n-N)。为了继续进行，可将信号准确地建模为复高斯函数，因为所发射信号包含大量独立信息流的组合。设σs2表示预期信号的功率，并设σn2表示噪声功率。由于所有项都为高斯，所以得出y(n)也是这样，因而|y(n)|将为瑞利分布。由于y(n)具有零平均值，所以它的功率等于其方差。
可以示出，对于复高斯变量z，方差为σ2 因此，对于s(n)＝s(n-N)的情况，得出 而在s(n)≠s(n-N)的情况中，得出 因此，设ymax和ymin表示E[|y|]的值，其中分别为s(n)≠s(n-N)和s(n)＝s(n-N)，得出 注意，对于大的SNR值，“-1”项变得可忽略，从而得到又一个近似 只是将一个样本分别用于ymax和ymin通常就会提供对SNR的非常有噪声的估计。现在来看已修改相关器，因此易于看到，相关器的输出可用来找到更准确的SNR估计，因为加了NUM_TERMS项。具体来说，设corrmax和corrmin表示其中所有输入分别对应于ymax和ymin的情况。则SNR可估计为
或者使用近似
在下表3-7中比较了在不同信道条件下的算法0、1a、1b、2a和2b的各个性能。在各表中，将FFT窗口的最佳位置选为在t＝0处。因此，参照式(1)，如果FFT窗口位置的误差如下式，则实现无ISI接收 -TG+Tm≤FFTpos error≤0(12) 在表3-7中的每一个中，TG＝224μs。每个表条目基于1000个模拟。产生100个不同的信道，并且对于那些信道中的每一个，执行与关联估计的10次相关。
考虑延迟分布图的两个不同模型。第一个是双射线信道，其中抽头之间的距离为Tm。两个抽头具有相同功率，但相位从均匀分布中随机选取。在第二个信道模型中，假定均匀的延迟分布图，即，在0与Tm之间设置了较大数量(例如40左右)的抽头。相信，这对于小的Tm值是可接受的模型，但是对于较大的Tm值则不理想。但它仍然提供了算法鲁棒性的指示。
对于算法0以及算法1a，得出FFT的设置中的预计误差表示为 很容易看出，这对应于将FFT窗口设置在GI的无ISI部分的中间。
对于算法2a，假定找到坪的中心，可以示出，FFT的设置中的预计误差表示为 其中因子3/4是与1/4·TG对应的求和结果。
现在将在表3-7中提供模拟结果。在下表3中，信道是平坦的(即Tm＝0μs)，并且SNR＝10dB。
表3设置FFT窗口的位置与最佳位置比较的统计。
信道是平坦的(即Tm＝0μs)，并且SNR＝10dB。
在下表4中，信道具有两个抽头，Tm＝10μs，并且SNR＝10dB。
表4设置FFT窗口的位置与最佳位置比较的统计。
信道具有两个抽头，Tm＝10μs，并且SNR＝10dB。
在下表5中，信道具有两个抽头，Tm＝100μs，并且SNR＝10dB。
表5设置FFT窗口的位置与最佳位置比较的统计。
信道具有两个抽头，Tm＝100μs，并且SNR＝10dB。
在下表6中，信道具有均匀延迟分布图，Tm＝10μs，且SNR＝10dB。
表6设置FFT窗口的位置与最佳位置比较的统计。
信道具有均匀延迟分布图，Tm＝10μs，且SNR＝10dB。
在下表7中，信道具有均匀延迟分布图，Tm＝100μs，并且SNR＝10dB。
表7设置FFT窗口的位置与最佳位置比较的统计。
信道具有均匀延迟分布图，Tm＝100μs，并且SNR＝10dB。
基于以上提供的表3-7中包含的信息，可得到以下观察 ·频率估计的准确性非常好，并且这应当没有问题。
·算法1a的执行明显好于算法0。
·算法1b以及算法2b显示出极好的性能，对于后一种算法具有轻微优势。FFT窗口的位置误差仅为GI长度的1-2％。
·使用算法2来估计SNR提供了极好的结果，并且这实质上与信道的延迟扩展无关。
实际上，算法必然使用适当数量的位以有限精度来实现。显然，在使用许多位来获得良好性能与使用少量位来获得具有低复杂度的实现之间存在折衷。在另一方面，现在显示出可如何在I和Q相位的每个中仅使用1位分辨率仅以小实现损失的代价来实现上述算法(包括传统方式算法0)中的任一个。对于仅以1位来量化信息的情况，量化输入rq等于 rq(n)∈{±1±i}(15) 其中为方便起见仅选择r(n)的量化等级。
考虑频率估计，其中可使用算法0或者算法1，设 yq(n)＝0.5·(rq(n)·(rq(n-N))*)(16) 其中引入因子0.5仅为了对yq(n)进行标准化。它得出yq(n)∈{1，i，-1，-i}。
现在，假定不存在噪声，以及小数频率偏移表示为ΔfF。则得出，对于非量化信号，令 r(n)＝r(n-N)e1Δ(17) 其中Δ＝2πΔfFTu，并且Tu是与N个样本对应的延迟。因此，得出，要估计ΔfF，只使用这个关系式和Δ。
假定，同样的情况使用rq(n)来进行，并暂时假定0≤Δ＜π/2。则易于看出，yq(n)将为1或者i(记住假定目前不存在噪声)，这取决于r(n-N)的相位。更准确来说，得出
以及
其中Re(X)和Im(X)分别表示X的实部和虚部。设Δq表示corrq(n)的相位，这得出 为了继续进行，假定，产生corrq(n)的项数很大，使得∑Im(yq(n))/∑Re(yq(n))的方差足够小到使反正切函数在所关注区域被看作是线性的。则可写作
(21)
也就是说，根据Δ(0≤Δ＜π/2)的值，估计将具有取决于Δ实际值的偏置。考虑Δ的不同可能性，Δ与Δq之间的关系示于表8中。
表8在将输入量化为1位时的真买相位偏移Δ 与相位偏移的预计值之间的关系E[Δq]。
图11说明表示作为真实相位偏移Δ的函数的估计相位偏移E[Δq]的第一曲线图1101。为了便于比较，图11中还示出了说明作为自身函数的真实相位偏移Δ的第二曲线图1103。对于水平轴上的真实相位偏移的任何给定值，曲线图1101和1103之间的距离表示估计误差。直接显示出，例如对于下式获得最大偏置
并且偏置处于0.071与-0.071弧度之间，对于在ETSI EN 300 744V.1.4.1(2001-01)的“数字视频广播(DBV)；数字陆地电视的组帧结构、信道编码和调制”中所规定的8k操作模式，这分别等于12.6Hz和-12.6Hz。
如果SNR很大，使得噪声的影响可忽略不计，因此可能在估计频率误差时考虑到这个偏置。但是，对于范围为5-10dB的SNR，结果是偏置减小了。因此，无偏置估计实际上将在这些类型的SNR上进行改进，而通过(错误地)消除预计偏置所得到的估计实际上将提供更坏的结果。影响性能的另一个参数是总和中的项数，即保护间隔的长度。考虑估计误差的标准偏差(“std”)，得到表9中的值(以Hz表示的最坏情况频率偏移)。无括号的值对应于没有偏置补偿的情况，而有括号的值对应于有偏置补偿的情况。
表9频率误差的标准偏差(最坏情况频率偏移)。
没有偏置补偿以及有偏置补偿(括号内)。
基于表9中的结果，得到以下观察 ·如果SNR为10dB或以上，则通过偏置补偿获得了改进的频率估计，而如果SNR低至5dB，则偏置的模型很差，使得补偿的尝试实际上产生了更坏的估计。
·对于涉及最短保护间隔的情况(对于8k模式，Tu/32对应于8192/32＝256个样本)，项数足以提供良好结果。
表9中的结果针对其中偏置为12.6Hz的最坏情况的频率偏移。从图11中清楚看到，准确度将取决于Δ的实际值。在图12和图13中，相位误差的标准偏差表示为Δ的函数。图12对应于SNR＝30dB的情况。曲线图1201说明有偏置补偿的情况，而曲线图1203说明没有偏置补偿的情况。图13对应于SNR＝5dB的情况。曲线图1301说明有偏置补偿的情况，而曲线图1303说明没有偏置补偿的情况。可以看到，当Δ很小时获得良好结果，不管SNR如何。
图14a是可被执行以实现可编程处理器或其它专用电路中的粗略定时估计和频率误差补偿的多个上述方面的步骤的示范流程图。示范实施例由产生所接收信号的第一组量化样本(“第一量化样本”)开始。例如，再参照图2，这类样本可由A/D转换器201产生，并且可具有适当的大小(例如10位量化)。为了进行粗略定时估计和频率估计，这些第一量化样本然后可用作产生所接收信号的第二组量化样本(“第二量化样本”)的基础，其中每个样本包括1位实部和1位虚部(框1403)。然后，通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值(框1405)。
峰值相关值的估计从所产生相关值中确定(框1407)，以及相位偏移从峰值相关值的估计中确定(框1409)。第一量化样本则基于相位偏移和对应偏项来调整(框1411)。偏项可基于表8中提供的关系来确定。对频率误差的转换可容易地基于以上结合式(17)所述的相位偏移(Δ)与小数频率偏移(ΔfF)之间的关系来执行。通过使用查找表来提供用于确定频率偏移的一个有效实施例，该查找表其中已经存储了一些值，使得当将所存储值中的任一个选作输出时，它与查找表的输入值的关系实质上基于表8所提供的关系。当然，在备选实施例中，频率偏移可通过其它方式来确定，例如基于表8所提供的关系以及如式(17)所述的相位偏移与频率偏移之间的关系对它进行计算。
如前面所述，图14a说明一种用以直接确定频率误差的补偿量的技术。在备选实施例中，可通过用以通常使用所执行的各迭代来改进频率误差的补偿量的估计的迭代技术，来避免使用查找表和/或直接计算。该技术概述如下首先获得Δ的初始估计。初始估计的质量基于其值以及对偏置如何随所获得估计而变化的知识(参见图11)可以知道。例如，如果Δ的第一估计为0.4，则已知的是，这个估计相当差，不管SNR如何。然后，用这个第一估计来补偿所接收信号，并执行Δ的重新估计。Δ的下一个估计应当更小，因而经历更小偏置。然后，可基于新估计的值进一步补偿所接收信号。这个迭代过程可执行设定次数，或者可执行到Δ小于因量化而已知为具有可忽略不计(或者至少可接受等级的)偏置的预定值(例如0.05)为止。
图14b是可被执行以实现在可编程处理器或其它专用电路中执行粗略定时估计和频率误差补偿的这个迭代技术的步骤的示范流程图。示范实施例由以下步骤开始产生所接收信号的第一量化样本(如以上针对图14a所述)；以及将它们用作产生所接收信号的第二量化样本的基础，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部(框1451)。然后，通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值(框1453)。
峰值相关值的初始估计从所产生相关值中确定(框1455)，以及初始相位偏移从峰值相关值的初始估计中确定(框1457)。基于频率偏移将所接收信号的第一量化样本调整某个频率(框1459)。
然后，确定第一量化样本是否是足够无偏置的(例如通过比较调整量与预定阈值)(判定框1461)。如果是的话(来自判定框1461的“是”路线)，则例程可结束。或者，(要描述的)循环可设计成始终执行预定次数，而不是基于相位/频率偏移补偿的值。
但是，如果刚确定的调整量不够好(或者如果并非执行了所有预定数量的迭代)，则基于已调整第一量化样本来产生已调整第二量化样本(框1463)。然后，通过将所接收信号的已调整第二量化样本与延迟接收信号的已调整第二量化样本相关，来产生新相关值(框1465)，以及从所产生的新相关值中确定峰值相关值的新估计(框1467)。
接下来，新相位偏移从峰值相关值的新估计中确定(框1469)。然后，基于新的相位偏移将所接收信号的第一量化样本调整某个频率(框1471)。处理然后返回到框1461，使得循环可被重复，直到满足判定框1461的“完成”条件为止。
图14c是用于执行例如图14b的方法步骤的示范OFDM接收器的框图。将通过对射频信号进行接收和下变频所产生的模拟信号r(t)提供给模数(A/D)转换器1481。然后，将数字信号r(k)提供给频率校正单元1485，频率校正单元1485的输出又提供给粗略定时和频率估计单元1483以及GI消除单元1487。频率估计单元1483产生所接收信号的定时和频率偏移的粗略估计，这个粗略估计被提供给频率校正单元1485以及GI消除单元1487。然后，频率校正单元1485基于定时和频率偏移的粗略估计来调整数字化信号的频率。基于可用的最佳定时和频率信息，GI消除单元1487消除GI，并将所接收信号的信息部分提供给FFT单元1489，FFT单元1489的输出被提供给接收器的其余部分，包括精确定时和频率估计单元1491，它能够从FFT输出信号中产生更准确的定时和频率信息。将更准确的频率信息反馈到频率校正单元1485以改进接收器的性能。类似地将更准确的定时信息反馈到GI消除单元1487以改进接收器的性能。
到这时，一直假定模数转换器(ADC)在判定边界处于零的意义上是完美的。实际上可能存在会影响性能的偏移。为了了解这种DC偏移的影响，用ADC中的不同偏移来进行模拟。测试考虑了只有一个ADC(用于信号的实部)经历偏移时以及两个ADC(即一个用于信号的实部且另一个用于信号的虚部)经历偏移时的两种情况。DC偏移相对于预期信号来设置，使得例如-10dB的比率表示为
在表10中给出对于NUM_TERMS＝2048和SNR＝20dB时情况的频率误差的标准偏差(最坏情况频率偏移)。无括号的值对应于没有偏置补偿的情况，而括号中的值对应于有偏置补偿的情况。
表10频率误差的标准偏差(最坏情况频率偏移)。
没有偏置补偿以及有偏置补偿(括号内)。
对于不存在量化的情况，在以下方面，通过修改相关操作来估计SNR y(n)＝r(n)-r(n-N)＝s(n)+n(n)-s(n-N)-n(n-N)(24) 对于1位ADC的情况，设 yq(n)＝0.5(rq(n)-rq(n-N))(25) 从式(15)和式(25)中，可以得出，yq(n)的实部和虚部可彼此无关地取值-1，0，1。考虑r(n)＝s(n)+n(n)的实部(或虚部)，如果rq(n)s(n)＜0，即如果噪声已经改变了预期信号的符号，则可认为rq(n)有误差。很显然，这种误差的可能性将随着SNR的增大而减小。类似地，很显然，E[|Re(yq(n))|]将作为SNR的函数减小。
具体来说，如果s(n)≠s(n-N)，则E[|Re(yq(n)|]＝0.5，它没有提供关于SNR的信息。如果s(n)＝s(n-N)，则发现E[|Re(yq(n))|]的良好近似为 因此，如果设 并且corrqmin为最小值，使得corrqmin＝min corrqmod(n)，则SNR可估计为 更一般地说，这可表示为 其中K为常数，使得K＝x2·NUM_TERMS，其中0＜x2≤1。在以上提供的推导中，已经显示出，x2的较大容许值特别适用。但是，在其它实施例中，设计人员可发现使用较低值是有利的，它仍然可用来产生SNR的指示。应当理解，在这个具体非限制性实例中，为了标准化的目的而选择式(25)中的常数0.5。该常数完全可选择成等于其它值，诸如1。还应当理解，x2可取决于式(25)中的常数选择。
通过考虑y(n)＝r(n)-r(n-N)来估计SNR假定不存在频率误差。易于看出，在频率误差的情况下，所估计SNR将会太小。还直观地清楚看到，频率误差当存在大SNR时具有更大影响。在图15中，估计的SNR表示为实际SNR的某些相干值的频率误差的函数。曲线图1501对应于真实SNR为5dB的情况；曲线图1503对应于真实SNR为10dB的情况；曲线图1505对应于真实SNR为20dB的情况；以及曲线图1507对应于真实SNR为30dB的情况。参照考虑了频率估计的所得结果(参见表3-7和表9)，可以看到，以这种方式估计SNR应当没有问题。
还相对于SNR估计来考虑DC偏移的影响。对于小于-10dB的DC偏移，实际上看到SNR估计中没有差。因此推断出，该算法对于DC偏移的任何合理的值都是可行的。
用时间分散信道来执行模拟，其中通过考虑下式来实现时间同步 对于峰值的估计位置，则如前面部分所述的来估计频率偏移。在使用算法0时，进行类似的修改，因为|y(n)|由|Re(y(n))|+|Im(y(n))|取代。
表11示出使用1位ADC与浮点的性能之间的差别的一个典型实例。更具体来说，表11示出使用1位ADC时FFT窗口位置与最佳位置相比的统计(在括号中示出与浮点结果的比较)。在适应的情况下，还给出频率误差Tm估计和SNR估计的统计。信道具有两个抽头，Tm＝10μs，并且SNR＝10dB。频率偏移为50Hz，并且没有应用偏置补偿。
表11在使用1位ADC时设置FFT窗口的位置与 最佳位置相比的统计(圆括号中是与浮点的比较)。
已经参照具体实施例描述了本发明。然而，本领域的技术人员非常清楚，能够以不同于上述实施例的具体形式来实现本发明。所述的实施例只是说明性的，而决不应当看作是限制性的。本发明的范围由所附权利要求书、而不是上述说明书来提供，并且落入本权利要求书范围之内的所有变型及等效方案均包含在其中。
权利要求
1.一种产生电信系统中携带所接收信号中一部分符号的信息的位置的粗略估计的方法，所述方法包括
通过将所接收信号与延迟接收信号相关来产生相关值；
识别所述相关值中的最大相关值；
识别所述相关值大于或等于所述最大相关值的预定百分比的持续时间，其中所述持续时间在第一时刻开始并在第二时刻结束；以及
设置峰值相关值的位置的粗略估计等于第一时刻与第二时刻之间的时刻。
2.如权利要求1所述的方法，其中第一时刻与第二时刻之间的所述时刻是第一时刻与第二时刻之间的中点。
3.如权利要求1所述的方法，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述方法包括通过将所接收信号延迟与所述符号的长度对应的量来产生所述延迟接收信号。
4.如权利要求1所述的方法，包括
使用所述峰值相关值的位置的所述粗略估计来确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号。
5.如权利要求4所述的方法，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述方法包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且0≤x≤0.5；以及
根据下式确定所述FFT窗口的起始点tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相关值的位置的所述粗略估计。
6.如权利要求5所述的方法，其中TB＝TG/2。
7.如权利要求4所述的方法，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述方法包括
确定与所接收信号关联的估计延迟扩展Tm；
根据TB＝TG-x·Tm来确定偏项TB，其中0.5≤x≤1；以及
根据下式确定所述FFT窗口的起始点tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相关值的位置的所述粗略估计。
8.如权利要求7所述的方法，其中TB＝TG-Tm/2。
9.如权利要求7所述的方法，其中与所接收信号关联的所述估计延迟扩展Tm根据下式确定
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的所述预定百分比X时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关最大值的所述预定百分比X时的第二时刻之间的持续时间的长度的第一峰值宽度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第二时刻之间的持续时间的长度的第二峰值宽度，其中ΔX＝100-X。
10.如权利要求1所述的方法，包括
根据下式确定与所接收信号关联的估计延迟扩展Tm
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的所述预定百分比X时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关最大值的所述预定百分比X时的第二时刻之间的持续时间的长度的第一峰值宽度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第二时刻之间的持续时间的长度的第二峰值宽度，其中ΔX＝100-X。
11.如权利要求1所述的方法，其中所接收信号是正交频分复用信号。
12.一种产生电信系统中的所接收信号的粗略定时估计的方法，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述方法包括
通过根据下式对所接收信号的每个样本r(n)产生相关值corrmod(n)来产生相关值
其中NUM_TERMS是移动和中的项数，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
识别所述相关值的最小坪，其中所述最小坪是所述相关值与最小相关值关联的持续时间；
确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻；以及
使用所确定时刻来确定下一个所接收符号的开始的粗略估计。
13.如权利要求12所述的方法，其中确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻包括
确定所述相关值中的最小相关值；以及
确定所述相关值开始超过所述最小相关值所确定量的时刻。
14.如权利要求13所述的方法，其中所确定量通过以下步骤来确定
确定所述相关值中的最大相关值；
确定所述最大相关值与所述最小相关值之间的差；以及
将所述差与预定小数相乘。
15.如权利要求12所述的方法，其中确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻包括
确定所述相关值中的最小相关值；
确定所述相关值中的最大相关值；
确定小于或等于一个值的相关值的坪corrplateau，定义为
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是所述最小相关值，corrmax是所述最大相关值，并且X是0＜X＜1的数；
确定与相关值的所述坪的最初出现值关联的第一时刻；
确定与相关值的所述坪的最后出现值关联的第二时刻；以及
确定在第一时刻与第二时刻之间出现的第三时刻。
16.如权利要求15所述的方法，其中第三时刻是第一时刻与第二时刻之间的中点。
17.如权利要求16所述的方法，包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且1.0≤x≤1.5；
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一时刻与第二时刻之间出现的所确定第三时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号。
18.如权利要求16所述的方法，还包括
根据下式估计所接收信号的延迟扩展
其中
TG是所述保护间隔的持续时间；
TNum_Terms是与移动和中的项数NUM_TERMS对应的持续时间；
PWX是所述相关值的所述最小坪的持续时间的量度；以及
通过识别所述相关值中小于或等于一个值的那些相关值来确定所述相关值的所述最小坪corrplateau，定义为
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是最小相关值，corrmax是最大相关值，并且0≤X＜1。
19.如权利要求18所述的方法，包括
根据来确定偏项TB，其中0.5≤x≤1.0；及
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的所述起始点tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一时刻与第二时刻之间出现的所确定第三时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号。
20.如权利要求12所述的方法，包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且0.5≤x≤1；
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点tFFT
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是与相关器值开始增大关联的所确定时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号。
21.如权利要求12所述的方法，其中所接收信号是消除频率偏移的初始处理的结果。
22.如权利要求12所述的方法，包括
根据下式确定一组值corrmod(n)
确定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))；
确定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根据下式确定所接收信号的信噪比SNR
其中x1为0或1。
23.如权利要求12所述的方法，其中所接收信号是正交频分复用信号。
24.一种确定所接收信号的信噪比的方法，其中所接收信号包括符号，所述方法包括
根据下式确定多个值corrmod(n)
其中r(n)是所接收信号的样本，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
确定最大值corrmax，使得corrmax＝max(corrmod(n))；
确定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根据下式确定所接收信号的所述信噪比SNR
其中x1为0或1。
25.一种补偿电信系统中的所接收信号中频率误差的方法，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述方法包括
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述相位偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定相位偏移补偿；以及
g)基于所述相位偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本。
26.一种补偿电信系统中的所接收信号中频率误差的方法，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述方法包括
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述初始相位偏移来确定频率偏移；
g)基于所述频率偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定频率偏移补偿；以及
h)基于所述频率偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本。
27.一种补偿电信系统中的所接收信号中频率误差的方法，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述方法包括
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的初始估计；
e)从所述峰值相关值的所述初始估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述初始相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本；
g)基于已调整第一量化样本产生所接收信号的已调整第二量化样本，其中每个已调整第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
h)通过将所接收信号的已调整第二量化样本与所述延迟接收信号的已调整第二量化样本相关，来产生新相关值；
i)从所产生的新相关值中确定所述峰值相关值的新估计；
j)从所述峰值相关值的所述新估计中确定新相位偏移；以及
k)基于所述新相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本。
28.如权利要求27所述的方法，包括
重复步骤g)至步骤k)，直到所述新相位偏移与预定值的比较指示已经实现足够的频率误差补偿为止。
29.如权利要求27所述的方法，包括
重复步骤g)至步骤k)预定次数。
30.一种估计传送符号的所接收信号的信噪比的方法，包括
产生所接收信号的多个量化样本，其中每个样本包括1位实部和1位虚部；
根据下式确定多个值yq(n)
yq(n)＝x·(rq(n)-rq(n-N))
其中rq(n)是所接收信号的样本，N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数，并且x是常数；
根据下式产生相关值corrmod(n)
以及
根据下式估计所述信噪比SNR
其中K为常数，且corrmin是最小值，使得corrmin＝min(corrmod(n))。
31.如权利要求30所述的方法，其中K＝x2·NUM_TERMS，并且0＜x2≤2x。
32.如权利要求30所述的方法，其中所接收信号是正交频分复用信号。
33.一种产生电信系统中携带所接收信号中一部分符号的信息的位置的粗略估计的装置，所述装置包括
通过将所接收信号与延迟接收信号相关来产生相关值的逻辑；
识别所述相关值中的最大相关值的逻辑；
识别所述相关值大于或等于所述最大相关值的预定百分比的持续时间的逻辑，其中所述持续时间在第一时刻开始并在第二时刻结束；以及
设置峰值相关值的位置的粗略估计等于第一时刻与第二时刻之间的时刻的逻辑。
34.如权利要求33所述的装置，其中第一时刻与第二时刻之间的所述时刻是第一时刻与第二时刻之间的中点。
35.如权利要求33所述的装置，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述装置包括通过将所接收信号延迟与所述符号的长度对应的量来产生所述延迟接收信号的逻辑。
36.如权利要求33所述的装置，包括
使用所述峰值相关值的位置的所述粗略估计来确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点的逻辑；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号的逻辑。
37.如权利要求36所述的装置，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述装置包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB的逻辑，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且0≤x≤0.5；以及
根据下式确定所述FFT窗口的起始点tFFT的逻辑
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相关值的位置的所述粗略估计。
38.如权利要求37所述的装置，其中TB＝TG/2。
39.如权利要求36所述的装置，其中
所接收信号包括保护间隔，后面是符号；
所述符号包括最初部分和最后部分；
所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分；以及
所述装置包括
确定与所接收信号关联的估计延迟扩展Tm的逻辑；
根据TB＝TG-x·Tm来确定偏项TB的逻辑，其中0.5≤x≤1；以及根据下式确定所述FFT窗口的起始点tFFT的逻辑
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是所述峰值相关值的位置的所述粗略估计。
40.如权利要求39所述的装置，其中TB＝TG-Tm/2。
41.如权利要求39所述的装置，其中与所接收信号关联的所述估计延迟扩展Tm根据下式确定
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的所述预定百分比X时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关最大值的所述预定百分比X时的第二时刻之间的持续时间的长度的第一峰值宽度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第二时刻之间的持续时间的长度的第二峰值宽度，其中ΔX＝100-X。
42.如权利要求33所述的装置，包括
根据下式确定与所接收信号关联的估计延迟扩展Tm的逻辑
Tm＝2PW100-ΔX-PW100-2ΔX
其中
PW100-ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的所述预定百分比X时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关最大值的所述预定百分比X时的第二时刻之间的持续时间的长度的第一峰值宽度；以及
PW100-2ΔX是表示所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第一时刻与所述相关值大于或等于所述最大相关值的100-2ΔX％时的第二时刻之间的持续时间的长度的第二峰值宽度，其中ΔX＝100-X。
43.如权利要求33所述的装置，其中所接收信号是正交频分复用信号。
44.一种产生电信系统中的所接收信号的粗略定时估计的装置，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述装置包括
通过根据下式对所接收信号的每个样本r(n)产生相关值corrmod(n)来产生相关值的逻辑
其中NUM_TERMS是移动和中的项数，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
识别所述相关值的最小坪的逻辑，其中所述最小坪是所述相关值与最小相关值关联的持续时间；
确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻的逻辑；以及
使用所确定时刻来确定下一个所接收符号的开始的粗略估计的逻辑。
45.如权利要求44所述的装置，其中确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻的逻辑包括
确定所述相关值中的最小相关值的逻辑；以及
确定所述相关值开始超过所述最小相关值所确定量的时刻的逻辑。
46.如权利要求45所述的装置，包括通过以下步骤来确定所确定量的逻辑
确定所述相关值中的最大相关值；
确定所述最大相关值与所述最小相关值之间的差；以及
将所述差与预定小数相乘。
47.如权利要求44所述的装置，其中确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻的逻辑包括
确定所述相关值中的最小相关值的逻辑；
确定所述相关值中的最大相关值的逻辑；
确定小于或等于一个值的相关值的坪corrplateau的逻辑，所述坪定义为
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是所述最小相关值，corrmax是所述最大相关值，并且X是0＜X＜1的数；
确定与相关值的所述坪的最初出现值关联的第一时刻的逻辑；
确定与相关值的所述坪的最后出现值关联的第二时刻的逻辑；及确定在第一时刻与第二时刻之间出现的第三时刻的逻辑。
48.如权利要求47所述的装置，其中第三时刻是第一时刻与第二时刻之间的中点。
49.如权利要求48所述的装置，包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB的逻辑，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且1.0≤x≤1.5；
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点tFFT的逻辑
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一时刻与第二时刻之间出现的所确定第三时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号的逻辑。
50.如权利要求48所述的装置，还包括
根据下式估计所接收信号的延迟扩展的逻辑
其中
TG是所述保护间隔的持续时间；
TNum_Terms是与移动和中的项数NUM_TERMS对应的持续时间；
PWX是所述相关值的所述最小坪的持续时间的量度；以及
通过识别所述相关值中小于或等于一个值的那些相关值来确定所述相关值的所述最小坪corrplateau的逻辑，所述最小坪定义为
corrplateau＝corrmin+X·(corrmax-corrmin)
其中corrmin是最小相关值，corrmax是最大相关值，并且0≤X＜1。
51.如权利要求50所述的装置，包括
根据来确定偏项TB的逻辑，其中0.5≤x≤1.0；以及
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点tFFT的逻辑
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是在第一时刻与第二时刻之间出现的所确定第三时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号的逻辑。
52.如权利要求44所述的装置，包括
根据TB＝x·TG来确定偏项TB的逻辑，其中TG是所述保护间隔的持续时间，并且0.5≤x≤1；
根据下式确定快速傅立叶变换(FFT)窗口的起始点tFFT的逻辑
tFFT＝Tpeak+TB
其中Tpeak是与相关器值开始增大关联的所确定时刻；以及
用具有在所确定起始点开始的所述FFT窗口的FFT来处理所接收信号的逻辑。
53.如权利要求44所述的装置，包括通过消除频率偏移的初始处理来产生所接收信号的逻辑。
54.如权利要求44所述的装置，包括
根据下式确定一组值corrmod(n)的逻辑
确定最大值corrmax使得corrmax＝max(corrmod(n))的逻辑；
确定最小值corrmin使得corrmin＝min(corrmod(n))的逻辑；以及
根据下式确定所接收信号的信噪比SNR的逻辑
其中x1为0或1。
55.如权利要求44所述的装置，其中所接收信号是正交频分复用信号。
56.一种确定所接收信号的信噪比的装置，其中所接收信号包括符号，所述装置包括
根据下式确定多个值corrmod(n)的逻辑
其中r(n)是所接收信号的样本，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
确定最大值corrmax使得corrmax＝max(corrmod(n))的逻辑；
确定最小值corrmin使得corrmin＝min(corrmod(n))的逻辑；以及
根据下式确定所接收信号的所述信噪比SNR的逻辑
其中x1为0或1。
57.一种补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差的装置，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述装置包括
a)产生所接收信号的第一量化样本的逻辑；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本的逻辑，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关来产生相关值的逻辑；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计的逻辑；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移的逻辑；
f)基于所述相位偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定相位偏移补偿的逻辑；以及
g)基于所述相位偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本的逻辑。
58.一种补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差的装置，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述装置包括
a)产生所接收信号的第一量化样本的逻辑；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本的逻辑，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关来产生相关值的逻辑；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计的逻辑；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移的逻辑；
f)基于所述初始相位偏移来确定频率偏移的逻辑；
g)基于所述频率偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定频率偏移补偿的逻辑；以及
h)基于所述频率偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本的逻辑。
59.一种补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差的装置，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述装置包括
a)产生所接收信号的第一量化样本的逻辑；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本的逻辑，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关来产生相关值的逻辑；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的初始估计的逻辑；
e)从所述峰值相关值的所述初始估计中确定初始相位偏移的逻辑；
f)基于所述初始相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本的逻辑；
g)基于已调整第一量化样本产生所接收信号的已调整第二量化样本的逻辑，其中每个已调整第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
h)通过将所接收信号的已调整第二量化样本与所述延迟接收信号的已调整第二量化样本相关来产生新相关值的逻辑；
i)从所产生的新相关值中确定所述峰值相关值的新估计的逻辑；
j)从所述峰值相关值的所述新估计中确定新相位偏移的逻辑；及
k)基于所述新相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本的逻辑。
60.如权利要求59所述的装置，包括
重复调用g)至k)直到所述新相位偏移与预定值的比较指示已经实现足够的频率误差补偿为止的逻辑。
61.如权利要求59所述的装置，包括
重复调用g)至k)预定次数的逻辑。
62.一种估计传送符号的所接收信号的信噪比的装置，包括
产生所接收信号的多个量化样本的逻辑，其中每个样本包括1位实部和1位虚部；
根据下式确定多个值yq(n)的逻辑
yq(n)＝x·(rq(n)-rq(n-N))
其中rq(n)是所接收信号的样本，N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数，并且x是常数；
根据下式产生相关值corrmod(n)的逻辑
以及
根据下式估计所述信噪比SNR的逻辑
其中K为常数，且corrmin是最小值，使得corrmin＝min(corrmod(n))。
63.如权利要求62所述的方法，其中K＝x2·NUM_TERMS，并且0＜X2≤2x。
64.如权利要求62所述的方法，其中所接收信号是正交频分复用信号。
65.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器产生电信系统中携带所接收信号中一部分符号的信息的位置的粗略估计，所述程序指令集合包含使所述处理器执行以下步骤的指令
通过将所接收信号与延迟接收信号相关来产生相关值；
识别所述相关值中的最大相关值；
识别所述相关值大于或等于所述最大相关值的预定百分比的持续时间，其中所述持续时间在第一时刻开始并在第二时刻结束；以及
设置峰值相关值的位置的粗略估计等于第一时刻与第二时刻之间的时刻。
66.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器产生电信系统中的所接收信号的粗略定时估计，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述程序指令集合包括使所述处理器执行以下步骤的指令
通过根据下式对所接收信号的每个样本r(n)产生相关值corrmod(n)来产生相关值
其中NUM_TERMS是移动和中的项数，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
识别所述相关值的最小坪，其中所述最小坪是所述相关值与最小相关值关联的持续时间；
确定与相关器值从与所述最小相关值关联的所述相关值开始增大相关联的时刻；以及
使用所确定时刻来确定下一个所接收符号的开始的粗略估计。
67.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器确定所接收信号的信噪比，其中所接收信号包括符号，所述机器可读存储介质其上存储有使处理器执行以下步骤的程序指令集合
根据下式确定多个值corrmod(n)
其中r(n)是所接收信号的样本，并且N是与携带一部分所述符号的信息的持续时间关联的样本数；
确定最大值corrmax，使得cormax＝max(corrmod(n))；
确定最小值corrmin，使得corrmin＝min(corrmod(n))；以及
根据下式确定所接收信号的所述信噪比SNR
其中x1为0或1。
68.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述程序指令集合使所述处理器和关联逻辑执行以下步骤
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述相位偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定相位偏移补偿；以及
g)基于所述相位偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本。
69.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述程序指令集合使所述处理器和关联逻辑执行以下步骤
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的估计；
e)从所述峰值相关值的所述估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述初始相位偏移来确定频率偏移；
g)基于所述频率偏移并基于通过执行步骤b)所引入的偏置来确定频率偏移补偿；以及
h)基于所述频率偏移补偿来调整所接收信号的第一量化样本。
70.一种其上存储有程序指令集合的机器可读存储介质，所述程序指令集合使处理器补偿电信系统中的所接收信号中的频率误差，其中所接收信号包括保护间隔，后面是符号；所述符号包括最初部分和最后部分；并且所述保护间隔包括所述符号的所述最后部分，所述程序指令集合使所述处理器和关联逻辑执行以下步骤
a)产生所接收信号的第一量化样本；
b)基于第一量化样本产生所接收信号的第二量化样本，其中每个第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
c)通过将所接收信号的第二量化样本与延迟接收信号的第二量化样本相关，来产生相关值；
d)从所产生相关值中确定峰值相关值的初始估计；
e)从所述峰值相关值的所述初始估计中确定初始相位偏移；
f)基于所述初始相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本；
g)基于已调整第一量化样本产生所接收信号的已调整第二量化样本，其中每个已调整第二量化样本包括1位实部和1位虚部；
h)通过将所接收信号的已调整第二量化样本与所述延迟接收信号的已调整第二量化样本相关，来产生新相关值；
i)从所产生的新相关值中确定所述峰值相关值的新估计；
j)从所述峰值相关值的所述新估计中确定新相位偏移；以及
k)基于所述新相位偏移来调整所接收信号的第一量化样本。
全文摘要
产生电信系统中携带所接收信号中一部分符号的信息的位置的粗略估计。这涉及通过将所接收信号与延迟接收信号相关来产生相关值。识别相关值中的最大相关值，并识别相关值大于或等于最大相关值的预定百分比的持续时间，其中持续时间在第一时刻开始并在第二时刻结束。峰值相关值的位置的粗略估计设置为等于第一时刻与第二时刻之间的时刻，例如第一时刻与第二时刻之间的中点。
文档编号H04L27/26GK101204056SQ200680021942
公开日2008年6月18日 申请日期2006年4月7日 优先权日2005年4月21日
发明者A·伯克曼, J·史文森, L·威廉森 申请人:艾利森电话股份有限公司