通过组合不同判定延迟时的输出的通信信道码元恢复的制作方法

专利名称：通过组合不同判定延迟时的输出的通信信道码元恢复的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及通信系统，并且更具体地，涉及通信系统接收机 和用于提供信道参数估计的改进的方法和装置。
背景技术：
定时同步是诸如全球移动通信系统(GSM)终端的通信系统设备 中的基带接收机信号处理的重要部分。用于参数估计的传统方法包括 接收机中的定时同步(最优判定延迟估计)和信道估计，该传统方法 通常依赖于使接收信号猝发(诸如正常猝发)、同步猝发等与接收序 列中的已知模式相关。在GSM协议中，该已知的模式或序列常常被称 为中间码(midamble)或训练序列(TS),其嵌入在猝发的中心部分 中。传统的定时同步或者判定延迟估计方法进一步包括成本函数的算 术最小化。在多种方法中，成本函数可以是固定长度窗口中的信道阶数的能 量或者输出均衡器信噪比(SNR)。该方法典型地确定多种假设判定延 迟的误差成本函数，并且随后经由成本函数最小化继续计算最优延迟， 用于重构信号。遗憾地，可被分类为传统的"硬"同步方法的这些方 法未能实现最大的均衡器性能，并且也浪费了处理资源。数字信号处理器(DSP)和处理的发展实现了更加广泛和复杂的 计算，其导致了用于改进信道估计和其他相对复杂的信号/数据转换的 额外的技术。因此，通过智能信号处理可以显著地改进定时同步的方 法。因此，需要改进的(优选地计算复杂度更低的)用于执行定时同
步的技术，其将改善整体均衡器性能。 附图简述

图1是说明了示例性通信单元和输入信号猝发的示图。图2是说明了根据本发明的某些实施例的移动站的主要部件的框图。图3是说明了诸如延迟估计的信道参数估计的示例性方法的示图。图4是说明了提取观察或者估计向量的示例性方法的示图。图5是说明了提取观察或者估计向量的低复杂度方法的示图。图6是说明了使用本发明的多种实施例获得的改进的曲线图。图7是说明了本发明的第一实施例的基本操作的流程图。图8是示出了根据图7说明的本发明第一实施例的操作的进一步的细节的流程图。图9是说明了本发明的第二实施例的基本操作的流程图。 图10是示出了根据图9说明的本发明的第二实施例的操作的进一步的细节的流程图。图11是说明了具有多个天线的接收配置的本发明的可替换的实施例的框图。优选实施例详述为了解决上文提及的需要，此处提供了一种方法和装置，其提供 了改善的均衡器性能。根据本发明的第一方面，接收机组合不同判定延迟时的对数似然 比，这导致了优于传统方法的改善的均衡器性能。根据本发明的第二 方面，通过使用下述修改的计算方法，避免和减少了该方法的复杂度， 所述方法是在仅使用单一滤波操作维持相同的多个滤波的性能的同 时，避免了多个滤波操作。
在本发明的多种实施例中，将与两个或更多个不同的"精细延迟" 相关联的均衡器输出进行组合，从而获得了比通过简单地对任何单一 假设延迟保持均衡器输出而获得的输出更加可靠的输出，该精细延迟 是观察到数据波形处的参考样本延迟的改变。因此，本发明的多种实 施例涉及通信系统接收机中的定时同步功能。该同步功能典型地分为两个部分(1)粗略同步和(2)精细同 步。粗略同步功能产生了接收波形延迟的粗略估计。传统接收机中的精细同步功能提纯(refine)该延迟估计，以产生单一延迟，随后在数 据码元估计中使用该单一延迟。所利用的已提纯的单一延迟是所谓的 "最优"精细时间延迟，且选自粗略延迟周围的潜在延迟的范围。最 优延迟可以例如，基于固定长度窗口中信道阶数的能量或者输出均衡 器信噪比(SNR)的性能度量。精细延迟参数在最优化线性的(例如有限脉冲响应(FIR))和非 线性的(例如判定反馈均衡器(DEE)(均衡器性能时是关键的。然而， 使用本发明的实施例，来自两个或更多个延迟的均衡器输出可被组合， 从而获得了比使用传统方法获得的输出更加可靠的输出。确定和使用精细延迟参数的示例是交替线性输出均衡器(ALOE)， 其是用于解调高斯最小频移键控(GMSK)信号的方法。美国专利申请 公开No. US2004/0161065 (
公开日期2004年8月19日)"REDUCING INTERFERENCE IN A GSM COMMUNICATION SYSTEM "(降低GSM 通信系统中的干扰)中描述了 ALOE解调方案，其是共同未决的并且 在此处并入作为参考。美国专利申请公开No. US2004/0161063 (公开 曰期2004年8月19日)"CHANNEL PARAMETER ESTIMATION IN A RECEIVER"(接收机中的信道参数估计)中描述了确定ALOE的 最优延迟的示例性方法，同样地，其是共同未决的并且在此处并入作 为参考。 确定最优延迟的方法可以总结如下。通常，通过将处理过的码元 序列与预定的码元序列比较，可以确定延迟参数，其中该处理过的码 元序列是使用接收信号的已知或预定属性获得的。所述已知或预定的 属性的示例包括与信号相关联的定时值、部分接收信号中的码元的 已知正交相位关系、或者任何其他适当的可辨别信号属性。在初始的粗略判定延迟估计之后，建立 个可能判定延迟的集合， 其通常在粗略延迟估计的周围。对于每个假设的延迟，更具体地，对于达到第n个，细延迟的w"个假设精细延迟中的每一个，计算误差成 本函数￡"=1卜fl，其中向量t是已知的中间码。为此目的，例如，GSM 规范定义了中间码或训练序列码(TSC)，其嵌入在猝发的中心部分中。 向量^是解调器(例如ALOE)的输出，其对应于第n个判定延迟的已 知的中间码/TSC。对于对于""< ，最优延迟(在此处被标识为变量""t")是使、 最小的延迟。如果^是最优延迟"t时的ALOE输出处的数据码元的向 量，则输入到信道解码器的对数似然比(LLR)的均衡器输出向量被给 定为~/~。该方法被称为传统的单一LLR方法，并且在前面提及的并 入参考文献中描述。应当认识到，可以在专用设备中执行参数估计和在其他情况下处 理接收信号，该专用设备诸如具有专用处理器的接收机、耦合到模拟 处理电路的处理器、或者具有用于执行接收机功能的适当软件的接收 机模拟"前端"、专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP) 等，或者其多种组合，如普通技术人员所将认识到的。存储器设备可 以进一步配备有程序和算法，用于对输入数据进行操作并且提供诸如 操作参数的输出，用于改善其他处理模块的性能，该其他处理模块是 与例如降低噪声和干扰以及在其他情况下适当处理输出数据相关联的 模块。
应进一步认识到，无线通信单元可以指订户设备，诸如蜂窝或移 动电话、双向无线电装置、消息传递设备、个人数字助理、个人任务本(personal assignment pad)、配备用于无线操作的个人计算机、蜂窝 手机或设备等，或者其等效物，只要该单元被配置和构造用于根据示 例性接收机中体现的多种本发明的概念和原理、以及用于估计参数(诸 如延迟参数)、和如此处讨论和描述的该参数的组合的方法进行操作。所讨论和描述的原理和概念可以特别适用于接收机和相关联的通 信单元、设备、和系统，其提供或者促进广域网(WAN)上的语音通 信服务或者数据或者消息传递服务，诸如传统的双向系统和设备、包 括模拟和数字蜂窝的多种蜂窝电话系统、码分多址(CDMA)及其变 化方案、全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线电服务(GPRS)、 诸如通用移动电信服务(UMTS)系统的2.5G和3G系统、集成数字增 强网络及其变化方案或演进方案。此处描述的原理和概念可以进一步 应用于具有短程通信能力的设备或者系统中，其中短程通信能力通常被称为W-LAN能力，诸如IEEE 802.11、 Bluetooth、或者Hiper-LAN 等，其可以利用CDMA、跳频、正交频分多路复用、或者TDMA接入 技术、以及多种网络协议中的一个或多个，诸如TCP/IP (传输控制协 议/互联网协议)、IPX/SPX (分组间交换/连续分组交换)、Net BIOS (网络基本输入输出系统)、或者其他协议结构。而且，应当理解，尽管本发明某些实施例适用于GSM通信系统， 但是存在用于其他的猝发数据通信系统的其他的类似实施例，诸如 IS-54、 EDGE等，其可以成功地使用此处公开的有利方法。如下面更详细描述的，多种本发明的原理用于为接收机提供更加 准确的信道有关的参数估计，诸如延迟估计和码元估计，并且进一步 提供改进的均衡器输出和从接收信号或相关联数据流得到该估计和均 衡的降低到计算复杂度。而且，此处公开和描述的本发明的原理可以 结合多种方法使用，其包括如上文提及的共同未决的申请Serial No.
10/366,106、美国专利申请公开No. 2004/0161065 (
公开日期2004年8 月 19 日)"REDUCING INTERFERENCE IN A GSM COMMUNICATION SYSTEM"中描述的交替线性输出均衡(ALOE)。如前面提及的，通过将处理过的样本，更具体地，将码元序列与 预定样本进行比较，可以确定延迟参数。而且，基于对接收信号的初 始粗略延迟估计，可以建立信号样本的假设延迟集合。可以将接收信号估计与预定或己知的样本或序列进行比较，以生 成差值，并且基于该差值选择对应于假设延迟的延迟参数。然而，在 本发明的多种实施例中，该方法被修改以改善均衡器性能。作为现有方法的示例，可以建立信号样本的Nd个假设延迟并且提 取该信号样本的Nd个部分。使用提取部分和预定样本来确定每个假设 延迟的对应信号估计，以提供Nd个对应的信号估计。可以将每个信号 估计与预定样本进行比较，以生成差值；以及，延迟参数可被挑选为 对应于适当差值(典型地是最小的差值)的延迟参数。可替换地，可以对信号样本建立Nd个假设延迟，并且可以提取一 部分该信号样本，该部分对应于Nd个假设延迟中的一个和预定样本的 Nd个部分。可以使用该Nd个部分和该信号样本部分，来对Nd个假设 延迟中的每一个确定对应的信号估计，以提供Nd个对应的信号估计。 Nd个对应信号估计中的每一个均可以与预定或已知样本的Nd个部分中 的对应的一个部分进行比较，以生成Nd个差值。可以基于对应于最小 或最低差值的假设延迟，来挑选延迟参数。作为另一示例，通过利用Ns值抽选接收信号，可以生成与接收信 号相关联的Ns个多相信号样本，其中例如，Ns是接收信号的过采样速 率。Ns个多相信号样本中的每一个的假设延迟值可以是基于接收信号 中的预定样本的估计位置。应当注意，对于Ns个多相信号样本中的每
一个，典型地重复进行处理和比较，以提供对应的差值，并且挑选对 应于与最小差值相对应的延迟的参数。在本发明的某些实施例中，接收信号可以是高斯最小频移键控(GMSK)调制信号，并且接收机可以相应地包括全球移动系统(GSM) 接收机，尽管可以在不偏离本发明的前提下基于其他类型的信号-系统 组合实行本发明。预定或已知的样本和接收信号可以包括训练序列(TS)。应当理解，关系性术语的使用(如果有的话)，诸如第一和第二、 顶部和底部等，唯一用于使一个实体或动作与另一实体或动作区分， 没有必要需要或意指该实体或动作之间的任何实际的该关系或顺序。利用如本领域的普通技术人员公知的软件或固件程序或指令以及 集成电路(IC)，诸如数字信号处理器(DSP)或专用IC (ASIC), 或者在其中，最佳地实现了许多本发明的功能和许多本发明的原理。 因此，该软件、固件和IC的进一步的讨论应限于与多种实施例使用的 原理和概念相关的基本点。现在转到附图，其中相同的数字表示相同的部件，图1是示例性 情况100的简化的和代表性的示图，该示例性情况100具有通信单元 101、信号103、和无线信道或空中接口 111。在某些实施例中，示例 性信号103可以是在猝发中发射的GMSK调制信号，并且可以进一步 包括前同步码和后同步码，或者其每个末端处的尾部105、数据段107、 和中间码109,其可以进一步包括已知序列，先验(apriori)，诸如训 练序列(TS)。现在转到图2，说明了根据本发明的某些实施例的通信单元101 的主要部件。
通信单元101包括用户接口201、至少一个处理器203、和存储器 205。存储器205具有足够存储空间，用于移动站操作系统207、应用 程序209、和一般文件存储211。通信单元101的用户接口 201可以是 用户接口的组合，该用户接口包括但不限于，键盘、触摸屏、语音激 活命令输入、和回转光标控制的。通信单元101具有图形显示器213，其也可以具有专用处理器和/ 或存储器、驱动器等，这些未在图2中示出。应当理解，图2仅用于 说明性目的，并且用于说明根据本发明的移动站的主要部件，并非是 所需用于移动站的多种部件的完整的示意图。因此，移动站可以包括 图2中没有示出的并且仍在本发明的范围内的多种其他部件。例如， 用于执行传入信号或者该信号样本的模数转换或者其他调节、或解码 等的部件可以分配或者另外分布于通信单元101的若干部分中。回到图2，移动站200还包括许多个收发信机，诸如收发信机215 和217。收发信机215和217可用于使用例如802.11、BluetoothTM、IrDA、 HomeRF、 GSM、 CDMA、 CDMA2000、 UMTS、 IS-54、 EDGE等中的 一个或多个与多种无线网络通信，并且经由一个或多个天线(未示出) 接收或发射诸如信号103的信号。而且，移动站200可以包括两个或更多个天线(未示出)；以 及，使用该两个或更多个天线的收发信机或者多种收发信机配置，用于与一个特定网络通信，例如GSM网络。图3中示出了诸如延迟估计的信道参数估计的示例性方法。参考 假设延迟111表示粗略延迟估计，并且可以是例如，与接收信号103 相关联的到达时间的估计值集合或者任意值集合。应当注意，假设延 迟111的参考值可被任意选为已知序列的起点，诸如例如，在假设延 迟111处建立的参考延迟t的土a、 113处的-A和115处的+A中出现的 已知先验的26码元的TS。实际上，估计延迟或参考延迟t可从例如先
前输入信号猝发103中挑选，作为该延迟的最新估计。在信道估计或均衡的一个已知的方法或方案中，诸如26码元的 TS序列^) 117的已知序列的复共轭e'("可以在^W的适当复旋转之 后的数目为SM'^"个延迟上与接收信号^) 103相关，以仿真GMSK 调制过程，其中^是码元间隔，而乂是过采样因子。因此形成了长度为 ZM.'" + i的向量r的相关结果。如果通信单元101随后被设计为使用码 元速率采样操作，则可以通过识别与从具有最大范数的r提取的元素相 关联的长度为l的码元速率采样向量^，计算最优延迟，其中l是最大 信道脉沖响应长度，例如5个码元，随后的检测器是针对该值设计的， 并且其中通过利用乂进行抽取(decimating)(即W"—rX"+mA^ ，对于 0^m<L)，获得了t。在上文提及的共同未决的申请，美国专利申请公开No. US 2004/0161065 (
公开日期2004年8月19日)"REDUCING INTERFERENCE IN A GSM COMMUNICATION SYSTEM"(降低GSM 通信系统中的干扰)中，描述了一种用于在存在干扰信号(诸如其他 GMSK信号生成的共信道干扰)的情况下改进GMSK信号的接收的方 法，该方法被称为交替线性输出均衡器(ALOE)。应用许多与ALOE 基本相同的技术，可以相对于上文描述的经典相关方法显著改善接收 机处接收信号的最优延迟估计的质量或准确度。利用多种技术减少噪 声或者其他的同信道干扰(on-channel interference)，并且由此改善对 延迟或者其他相关联的参数的估计。用于计算ALOE或者任何其他接收机的最优参考延迟值的一个方 法开始于提供对应于接收信号的信号样本。这可以包括利用因子w'抽 取接收信号r^ 103，以生成相同码元速率采样的^个多相信号。例如， 以速率2 (即乂=2)过采样接收信号，并且抽取就意味着，采集每隔一 个样本用于第一多相信号，而采集的其他样本就用于第二多相信号。 给定信号样本，对其进行处理以抑制同信道干扰(on-channelinterference)并且提供处理过的样本。该处理依赖于用于抑制同信道干 扰的接收信号的已知属性，并且这些属性可以包括一部分接收信号中 的预定码元集合的已知正交相位关系，该一部分接收信号具体地是图 中的TS,尽管也可以利用具有已知或相似属性的任何其他的已知序列。 例如，使用GMSK调制的GSM系统中使用的TS包括26个码元，其 中该码元在完全虚数和实数码元之间交替，且虚数码元在-j和+j之间 交替，而实数码元在+l和-l之间交替，例如，对于26码元的序列，其 为-j, +1， j， -1， -j,…。信号样本的处理包括基于信号的估计延迟，建立信号样本的假 设延迟；使用该假设延迟、信号样本、和预定或已知的样本或序列， 处理接收信号，以提供接收信号估计；将该接收信号估计与预定样本 进行比较，以生成差值；以及，基于该差值，选择或挑选对应于用于 提供该差值的假设延迟的延迟参数。为了提供差值挑选或选择，并且 因此提供延迟参数挑选，典型地使用多个延迟或假设延迟。对于每个多相信号，假设延迟的建立可以进一步包括在如前文 提及的从例如在假设延迟111处设定的参考延迟到113处的-A和115 处的+A的区域"A上建立 -^A+l个延迟的集合。假设延迟的范围将依赖于系统和信道特性，并且可以通过实验确定。然而，在该范围是+/-2码元时间周期的情况中，已获得了令人满 意的结果。应当认识到，每个延迟对应于接收信号r(W 103中的TS序 列^) 117的假设起点，并且对于每个延迟""< ，如例如图4中示 出的，提取相关联的观察向量r"，作为向量roll9和向量rvw 121,其 每个都长度均为Np提取向量r就意味着，自信号样本或具体地是对 应于在对应假设延迟开始的K个样本的多相信号之一，来选择样本。然后，对于每个假设延迟"，可以如共同未决的申请，美国专利申 请公开No. US 2004/0161065 (
公开日期2004年8月19日)"REDUCING INTERFERENCE IN A GSM COMMUNICATION SYSTEM"中描述的，计算ALOE解向量。艮卩，可以将长度为L的线性 估计器的输出的连续实数部分和虚数部分与TS序列W) 117的连续实 数部分和虚数部分进行比较。更精确地，假设TS序列"W 117包括长度为26的修改TS向量t-[f'(0"W'"2)'"3)…'^25)f，其中frK)和f'(m)分别是第m个TS码元的实数分量和虚数分量(因此向量t是完全实数 值)，AL E解向量是最优线性估计器权重向量w:或者是使差值或误差^=|卜yf最小的向量,其中i是对应于第n个假设延迟的信号估计(实数值)并且是基于长度为乂的观察向量r" (乂-z^26-1)。L是信道延迟扩展，或者更具体地，是处理系统能够建模的信道 的延迟扩展。先前已经发现，5个码元时间的值是适当的。如上文提及 的，根据图3和图4，自开始于假设延迟lll的第n个参考值的接收信 号^) 103提取r"，并且由上文所述，其将包括30个相邻的样本。因 此确定了对应于每个假设延迟的信号估计、并且2可以将每个该信号估 计与已知的预定样本t进行比较，以根据s"-lt—^生成Nd个差值。然 后，使用该已知方法，将延迟参数的最佳估计挑选为对应于最小误差 或差值的假设延迟。应当注意，通过进一步将向量r"分解为长度为L的列观察向量y^的序列并且根据式(1)计算^，可以完成'、的计算<formula>formula see original document page 16</formula>
其中y'^和y'^分别表示y^的实数部分和虚数部分。因此yi(o) 的转置是最前的L=5个样本的虚数部分，或者如果以码元速率采样，则其是最前的L个码元观察结果，例如，向量rn的观察结果0, 1, 2， 3， 4。 因此，具有y向量的矩阵是26X10矩阵，并且该矩阵被定义为Z矩阵。 ALOE解向量w由IO个元素组成，例如，5个实数元素和5个虚数元 素。因此，对于0^" ，最优延迟"t可被识别为使e"最小的延迟。在W一l 的情况中，最优延迟将提取自具有最小的、值的多相信号。低复杂度的方法源自例如式(1)中示出的z"对n的依赖关系，以及如上文讨论的下述需要计算与每个假设延^相关联的权重向量W， 以便于生成e"，并且接下来生成针对W的lt —qf优化。这可以通过传统 的最小二乘法完成，使得w:《wt 式(2)应当认识到，每个、的计算并且因此^的变种需要新的矩阵求逆操作，这是因为矩阵z，.是根据假设延迟n或者根据向量rn更新的，因此需要乂 矩阵求逆，如应认识到的，其可能是计算代价昂贵的并且有时 是令计算望而却步的。因此，图5说明了适当的低复杂度的方法。其中，可以自对应于 接收信号W) 103的每个多相信号提取一次向量r 501并且仅提取一次 向量r501。应当注意，对于图5说明的特定示例，A = K，单一多相被 示出为与例如，向量r501相关联，并且对所描述的抽取过程中生成的 每个多相信号重复该方法。对于 个假设延迟和相关联的序列505 513中的每一个，其中如示例中示出的， =5,对应于第n个假设延 迟的TS子序列或者TS的一部分被标为t"， 503，并且如所说明的对其 进行提取。可以看到，、503操作部分对应于每个序列在时间参考511 和517之间的部分。因此可以使用向量r的一部分，即样本0 21组成z"矩阵，并且 因此该矩阵将是22X10的矩阵，其中L-5。通过替换对应延迟的适当 的tH，可以由式(2)计算wt向量，其中tH对应于TS在时间参考511 和517之间的部分。给定了wt向量，可以使用式(1)确定每个假设延 迟的信号估计，并且通过将已知或预定的样本或其一部分与,对应的信 号估计进行比较，可以生成修正误差度量或者差值￡" = 1、—k『。应当注 意，对于每个多相信号，仅需要一次矩阵求逆。因此上文的可替换的方法包括建立信号样本的初始假设延迟， 其是粗略延迟估计；以及进一步建立信号样本的Na个假设延迟的集合。 处理接收信号以提供接收信号估计进一步包括提取信号样本r501的 对应于Nd个假设延迟之一的部分和预定样本或已知序列的Nd个部分 503，其中一个部分505 513对应于Nd个假设延迟中的每一个；以及 使用该Nd个部分和该信号样本的一部分提供Nd个对应的信号估计，来 确定Nd个假设延迟中的每一个的对应信号估计。比较接收信号估计进 一步包括将Nd个对应信号估计中的每一个与预定样本或已知序列的 Nd个部分中的对应一个部分进行比较，以生成Nd个差值；以及，挑选接收信号的延迟参数进一步包括挑选对应于最小差值的假设延迟。应当注意，该简化的方法还可用于确定例如信道均衡滤波器的滤波器 权重，诸如上文提到的共同未决的申请中讨论的，以进一步减少计算 复杂度。现在转到本发明的实施例提供的增强方法，不同的假设延迟的对数似然比(LLR)被加在一起，而不是如前面讨论的方法中的简单地使 用仅对应于单一假设延迟的LLR,这使误差度量最小。例如，如果^表 示ALOE在判定延迟n时的输出向量，即，最优化码元估计向量，则 通过求和式^d 给出输入到信道解码器的对数似然比的向量。因此，在本发明的实施例中，利用等于成本函数的反函数的权重，即前面方法中使用的误差度量，将多种精细延迟时的许多个ALOE输 出向量或者码元估计向量组合在一起。图6中示出了此处描述的本发 明的实施例提供的方法与传统的单一 LLR方法的性能比较。图6说明 的结果是针对在AMR 12.2 kbps逻辑信道上操作的单一 GMSK共信道 干扰以及是针对ETSI标准中指明的典型城市信道条件。假设延迟的数 目是w,5。
图6的水平轴表示以分贝(dB)为单位的载波-干扰(C/I)比， 而垂直轴依赖于所考虑的曲线，表示原始比特错误率(RBER)或者帧 删除率(FER)。曲线601和603分别提供了单一 LLR方法与本发明 的实施例的方法的FER比较。相似地，曲线605和607提供了单一 LLR 方法与本发明的实施例的方法的RBER比较。由图6的曲线605和607可以看到，本发明的方法和装置在10% 的RBER点处相对传统接收机产生了约4.5 dB的改进。同样地，图6 中的曲线601和603说明了在1%的FER点处相对于相同条件下的传统 接收设备产生了约5dB的改进。现在转到图7，以框图的形式说明了本发明的第一实施例的基本 操作。最初，在框701中，接收机接收具有给定特性延迟的信号猝发 103。在框703中，基于给定延迟来估计训练序列。该训练序列估计可 以包括确定接收信号猝发的初始粗略延迟估计；以及确定粗略估计 周围的许多个精细延迟。在框705中，获得误差成本函数，其是先验 已知训练序列和来自框703的估计训练序列向量的差的绝对值的平方。 如框707中所示出的，计算码元估计，并且该码元估计可以导致码元 估计向量的集合，其中每个码元估计向量对应于假设精细延迟。然后利用等于框709说明的误差成本函数的反比的权重，执行码 元估计向量的求和，并且因此将该码元估计向量的求和输入到信道解 码器，如框711中示出的。应当理解，框709的求和可以与框707的 码元估计向量的确定同时进行，并且图7的示图仅用于说明本发明的 多种实施例的整体和基本功能的目的，不应被视为指出精确的事件顺 序。图8是示出了根据本发明的某些实施例的进一步的细节的流程 图。框801表示接收具有训练序列109的信号103。在框803中，确定 初始粗略延迟估计，并且在该初始粗略延迟估计周围假设许多个假设 精细延迟，更具体地，假设Nd个精细延迟。在框805中，假设精细延迟数目n被初始化为1。假设精细延迟的总数是整数值"Nd"，并且循 环操作从第一延迟估计开始直到"Nd"个估计，其中脚标"n"是特定 的假设精细延迟及其对应的特定迭代的指定编号。在框807中，基于第n个假设精细延迟确定训练序列的估计。在 框809中，使用框807中估计的训练序列向量，计算误差成本函数。 例如，框805、 807、和809中利用的假设精细延迟可以是如前面描述 的ALOE的精细延迟估计输出。在框811中，对于相同延迟确定码元 估计向量。在813和815中，循环操作继续进行Nd次迭代，直至n= Nd， 即假设延迟的最大预定数目。在框817中，利用等于误差成本函数的反函数的权重，将码元向 量求和。该误差成本函数例如，可以如框809中所示，更具体地，是 先验已知的训练序列和对应的训练序列估计向量之间的差的平方的绝 对值。在819中，将结果输入到信道解码器，并且如特定实施例确定 的过程、程序、子程序等结束于框821。重要的是应当注意，为了实现本发明的实施例，相对传统方法的 复杂度的仅适度的增加是必要的。例如，在某些实施例中，给定了 ALOE，得到的滤波器阶数(filter taps)的所有Nd个集合可以在滤波 之前进行线性组合，而非滤波Nd次。因此，利用稍微较长的线性组合 均衡器进行均衡，而非如传统方法中实现的在最优假设延迟时的单一 滤波，这样导致了本发明的实施例所需的复杂度的仅有的增加。图9和IO中说明了该较低复杂度的方法。在框901中，在接收到 具有给定特性延迟的信号之后，估计训练序列向量和滤波器阶数集合， 如框903中示出的。训练序列向量和滤波器阶数估计可以包括确定 接收信号猝发的初始粗略延迟估计；以及，确定该粗略估计周围的许
多个精细延迟。如框905中所示，可以确定误差成本函数。对于较低复杂度的方法，首先线性组合滤波器阶数，如框907中示出的，随后 可以使用单一滤波操作，而非进行Nd个滤波，来计算码元估计，如框 909中示出的。图IO提供了图9说明的实施例的进一步的细节。在如框1001中 接收到具有给定延迟的信号之后，确定初始粗略延迟估计，并且在该初始粗略延迟估计周围假设许多个假设精细延迟，更具体地，假设Nd 个精细延迟，如框1003中示出的。在框1005中，假设精细延迟数目n 被初始化为l。与图8相似，图IO中的假设精细延迟的总数是整数值 "Nd"，并且循环操作从第一延迟估计开始直到"Nd"个估计，其中 脚标"n"是特定的假设精细延迟及其对应的，定迭代的名称编号。在 框1007中，估计训练序列向量和被定义为的滤波器阶数集合， 其中脚标"n"对应于特定的假设精细延迟。然后在框1009中，基于 框1007的特定假设精细延迟的训练序列向量估计，确定误差成本函数。 框1011和1015说明了，循环操作可以继续进行次Nd个迭代，直至对 所有Nd个假设延迟计算了训练序列向量和对应的滤波器阶数集合。在 框1013中，通过线性组合滤波器阶数集合，!以确定新的扩充2& -滤波器，g获得如框1013的示例性求和式"-i^说明的"g"。然后可以使用如；定义的新的扩充滤波器来确定码元估计，如框1017中说明 的。因此，公开了一种用于通过下述方式来有利地使用确定的信道参 数的方法和装置，所述方式为在信道解码之前组合该参数，以提供 改进的码元估计，由此改善整体均衡器性能等。这些方法和装置可以 有利地用于或者体现在或者配置在接收机中，诸如GSM接收机或通信 单元，诸如蜂窝电话和相似的设备。 一个装置实施例包括用于提供接 收信号的传统的接收机前端和处理器，例如DSP以及被配置为实现上 文提及的多种功能的支持功能。
应当理解，具有多种天线配置的实施例可以使用此处公开的本发 明的实施例。例如，接收系统可以具有单一或多个天线。尽管使用单 一天线的接收机可以利用多种实施例，但是图11中说明了使用多个天 线的示例性配置。接收系统可以使用高达"n"个天线的多个天线，如第一天线1101、第二天线1102、和第n天线1105示出的。同样地， 在某些实施例中，每个天线可以具有对应的接收机/收发信机设备，如 第一收发信机1107、第二收发信机1109、和第n收发信机1111示出 的。可以利用一个或多个处理器执行本发明的多种实施例的操作，如 处理1113说明的。每个单一天线可以接收具有对应延迟的信号。本领 域的普通技术人员应认识到，图7、 8、 9和IO中例示的多种实施例可 由图ll说明的配置利用，以从接收信号确定码元估计。尽管已说明和描述了本发明的优选实施例，但是应当理解，本发 明不限于此。在不偏离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的前 提下，本领域的技术人员将想到许多修改方案、改变方案、变化方案、 替换方案和等效方案。
权利要求
1.一种操作无线接收机的方法，包括接收具有给定延迟的输入信号；以及将信道解码器输入确定为多个估计码元向量的求和，其中每个所述估计码元向量对应于假设延迟。
2. 如权利要求l所述的方法，在接收具有给定延迟的输入信号的 步骤之后，进一步包括以下步骤.-基于所述给定延迟，确定假设延迟的集合；通过估计所述假设延迟集合中每个假设延迟的训练序列向量，确 定训练序列向量的集合；以及使用所述训练序列向量集合并且对应于所述训练序列向量集合， 来确定误差成本函数值的集合。
3. 如权利要求2所述的方法，其中将信道解码器输入确定为求和 进一步包括使用来自所述误差成本函数值集合的对应值，对所述多 个估计码元向量中的每个估计码元向量进行加权。
4. 如权利要求3所述的方法，其中所述输入信号是高斯最小频移 键控(GMSK〉调制信号。
5. 如权利要求4所述的方法，其中所述接收机是全球移动通信系 统(GSM)接收机。
6. —种移动站，包括 接收机；和至少一个处理器，该处理器连接到所述接收机并且被配置为，将 估计码元向量确定为多个估计码元向量的求和，其中每个所述估计码 元向量对应于假设延迟。
7. 如权利要求6所述的移动站，其中所述至少一个处理器进一步 被配置为基于初始延迟估计，确定假设延迟集合；通过估计所述假设延迟集合中的每个假设延迟的训练序列向量，确定训练序列向量的集合；以及使用所述训练序列向量集合并且对应于所述训练序列向量集合， 来确定误差成本函数值的集合。
8. 如权利要求7所述的移动站，其中所述求和进一步包括使用来自所述误差成本函数值集合的对应值，对所述多个估计码元向量中 的每个估计码元向量进行加权。
9. 如权利要求8所述的移动站，其中所述接收机是全球移动通信 系统(GSM)接收机。
10. 如权利要求9所述的移动站，其中所述接收机被配置为接收 高斯最小频移键控(GMSK)调制信号。
11. 一种操作无线接收机的方法，包括 接收具有给定延迟的输入信号；以及将滤波器阶数集合确定为多个滤波器阶数集合的求和，每个滤波 器阶数集合对应于假设延迟。
12. 如权利要求ll所述的方法，在接收具有给定延迟的输入信号 的步骤之后，进一步包括以下步骤-基于所述给定延迟，确定假设延迟的集合；通过估计所述假设延迟集合中每个假设延迟的训练序列向量，确 定训练序列向量的集合；以及确定对应于所述假设延迟集合中每个假设延迟的滤波器阶数的集
13. 如权利要求12所述的方法，在将滤波器阶数集合确定为多个 滤波器阶数集合的求和、每个滤波器阶数集合对应于假设延迟的步骤 之前，进一步包括以下步骤-使用所述训练序列向量集合并且对应于所述训练序列向暈集合， 来确定误差成本函数值的集合。
14. 如权利要求13所述的方法，其中将滤波器阶数集合确定为多个滤波器阶数集合的求和进一步包括使用来自所述误差成本函数值 集合的对应值，对所述多个滤波器阶数集合中的每个滤波器阶数集合 进行加权。
15. 如权利要求14所述的方法，其中所述输入信号是高斯最小频 移键控(GMSK)调制信号。
16. 如权利要求15所述的方法，其中所述接收机是全球移动通信 系统(GSM)接收机。
17. —种移动站，包括 接收机；和至少一个处理器，该处理器连接到所述接收机并且被配置为，将 滤波器阶数集合确定为多个滤波器阶数集合的求和，每个滤波器阶数 集合对应于假设延迟。
18. 如权利要求17所述的移动站，其中所述至少一个处理器进一 步被配置为基于初始延迟估计，确定假设延迟集合；通过估计所述假设延迟集合中的每个假设延迟的训练序列向量，确定训练序列向量的集合；以及 确定对应于所述假设延迟集合中的每个假设延迟的滤波器阶数集
19. 如权利要求18所述的移动站，其中所述至少一个处理器进一 步被配置为.-使用所述训练序列向量集合并且对应于所述训练序列向量集合， 来确定误差成本函数值的集合。
20. 如权利要求19所述的移动站，其中所述求和进一步包括使用来自所述误差成本函数值集合的对应值，对所述多个滤波器阶数集 合中的每个滤波器阶数集合进行加权。
21. 如权利要求20所述的移动站，其中所述接收机是全球移动通 信系统(GSM)接收机。
22. 如权利要求21所述的移动站，其中所述接收机被配置为接收 高斯最小频移键控(GMSK)调制信号。
全文摘要
一种用于通信信道码元恢复的方法和装置，其改善了均衡器性能，将不同判定延迟的对数似然比(LLR)添加到一起，而非使用仅对应于单一判定延迟的LLR。低复杂度的方法包括确定初始粗略延迟和精细延迟集合(1003)；估计每个精细延迟的训练序列和滤波器阶数集合(1007)；确定每个精细延迟的误差函数(1009)；以及，线性组合滤波器阶数(1013)，用于确定码元估计(1017)。
文档编号H04L25/02GK101213803SQ200680023554
公开日2008年7月2日 申请日期2006年5月25日 优先权日2005年6月28日
发明者克林特·S·威尔金斯, 拉贾·S·巴楚, 肯尼斯·A·斯图尔特, 迈克尔·E·巴克利 申请人:摩托罗拉公司